作為模擬和數(shù)字信號接口電路的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)隨著數(shù)字技術(shù)、微機(jī)和模數(shù)轉(zhuǎn)換技術(shù)的進(jìn)展得到了廣泛應(yīng)用。由于ADc中的重要組成單元——采樣／保持(S／H)電路的精度和速度直接決定ADC的性能，所以設(shè)計高性能S／H電路是改善ADC性能的重要一環(huán)。目前研究S／H電路的文獻(xiàn)有不少，例如文獻(xiàn)[1]設(shè)計了電荷翻轉(zhuǎn)型S／H電路，但該文未考慮開關(guān)導(dǎo)通電阻對電路性能的影響，S／H電路具有較大的失真；文獻(xiàn)[2]設(shè)計的S／H電路雖然考慮開關(guān)對電路的影響，但未曾考慮全差分運放電路共模輸出電壓對靜態(tài)工作點的影響。為了解決傳統(tǒng)S／H電路失真大和靜態(tài)工作點不穩(wěn)定的問題，采用0.25 μm BiCMOS工藝，設(shè)計了一款高速率、高精度的10位全差分BiCMOS S/H電路。文中改進(jìn)型自舉開關(guān)電路和雙通道開關(guān)電容共模反饋電路(CMFB)設(shè)計具有創(chuàng)新性。

1? 整體設(shè)計思路

圖1為s／H電路的結(jié)構(gòu)，Ucm為運放的共模輸入電壓，采樣開關(guān)N1和N2設(shè)計為圖2的自舉開關(guān)，N3～N8采用NMOS開關(guān)，以上開關(guān)在相應(yīng)的時鐘信號為高電平時閉合。當(dāng)φ1d為高電平、φ2為低電平時，輸入電壓uI通過電容C_S進(jìn)行采樣；當(dāng)φ1d低電平、φ2高電平時，電路進(jìn)入保持階段，u_I經(jīng)過采樣電容C_S和反饋通道連接至運放輸出端，輸出端負(fù)載由C_L驅(qū)動，這樣的采樣電路結(jié)構(gòu)使反饋系數(shù)接近于1。根據(jù)推導(dǎo)，在采樣階段，CMOS開關(guān)工作在線性區(qū)，采樣開關(guān)管柵-源電壓U_GS與輸入電壓u_I的關(guān)系為

U_GS=U_CP-U_Isin(2πf_It)(1)

式中：U_I為輸入電壓u_I的幅值；f_I為輸入信號頻率；U_CP為采樣時鐘信號的幅值。在保持階段φ2導(dǎo)通，C_S的下極板直接與運放的輸出端相連接，u_I通過采樣電容傳輸至輸出端；當(dāng)采樣階段過渡到保持階段時，CMOS器件出現(xiàn)溝道電荷注入，同時在保持階段由于電容耦合，會出現(xiàn)時鐘反饋通道。因此利用下極板采樣技術(shù)降低開關(guān)動作時對采樣信號的影響，兩個階段C_S上存儲的正負(fù)電荷相互抵消，從而消除了運放工作時產(chǎn)生的誤差。另外，選取合適的時間常數(shù)RC可以提高采樣速率。



2? 輸入端柵-源自舉開關(guān)的設(shè)計

當(dāng)u_I=U_Isin(2πf_It)時，圖1中的CMOS開關(guān)N1和N2的導(dǎo)通電阻與輸入信號呈非線性關(guān)系，因此對連續(xù)時間信號采樣時，會產(chǎn)生信號失真和幅度波動，這限制了采樣速率和S／H電路的開啟時間；且CMOS開關(guān)的柵．源電壓越大，導(dǎo)通電阻越小。若將N1和N2設(shè)計為柵-源自舉開關(guān)，就能保證N1和N2的柵-源電壓不超出V_DD，則導(dǎo)通電阻接近于常數(shù)并使失真降到最低。于是設(shè)計的柵．源自舉開關(guān)如圖2所示，CP為高電平時，VN1和VN2導(dǎo)通，電容C3充電至VDD，VN8和VN6導(dǎo)通，VN7關(guān)閉。CP為低電平時，VN1，VN2和VN8斷開，VP4，VH5和VN7導(dǎo)通，C3上電壓就經(jīng)過VP4，VN7和VN5加至VP5上，其柵-源電壓U_GS=V_DD；當(dāng)CP為高電平時，柵-源自舉開關(guān)Nl和N2導(dǎo)通，CP為低電平時柵．源自舉開關(guān)N1和N2關(guān)斷。在CP相VN6導(dǎo)通，A點電壓較高，開關(guān)VN1和VN2呈現(xiàn)阻性負(fù)載，因此存在著如圖2中虛線所示的泄漏電流I_D，嚴(yán)重制約運放增益的提高。采用VP6進(jìn)行鉗位，使得CP相VN6處于關(guān)閉狀態(tài)，并使采樣開關(guān)N1和N2自舉電壓提高10％，泄漏電流減小40％。由于存在著襯偏效應(yīng)，所以N1和N2的導(dǎo)通電阻不能保持為定值，采用小尺寸的VP5不但可減小導(dǎo)通電阻，而且能改善線性度。圖2中輸出緩沖電容C4起到隔離作用。



3? 全差分運放的設(shè)計

對于圖1采樣／保持電路，在φld時刻對輸入差分信號采樣，φ2時刻將前一時刻存儲于Cs上的電荷傳到輸出端，φ1為下極板采樣開關(guān)N3和N4的控制時鐘信號，它比時鐘信號φ1d延時t1，使開關(guān)N3和N4先于開關(guān)N1和N2開通或關(guān)斷。圖3為圖1電路所要求的時鐘信號：設(shè)計的S／H電路是一個零階采樣電路，因為在采樣階段N7和N8都導(dǎo)通，輸人和輸出信號具有相同的直流分量；在采樣和保持階段電壓變化不明顯，但每一個采樣階段運放的輸出電壓都要置為0 V。因此，所設(shè)計全差分運放除了具有高速、高精度性能外，還要有輸入、輸出端短路的特性。



圖4為多增益級折疊式共柵-共源運放電路，采用Q1和Q2雙極型晶體管(BJT)差動輸入方式，共柵-共源鏡像電流源VP3和VP4，VP1和VP2作為有源負(fù)載，藉此提高運放的電壓增益；采用Q3，Q4和Q5，Q6共基-共射電路作為運放的差動輸出級，以增強(qiáng)運放的負(fù)載驅(qū)動能力并具有高速特性；開關(guān)電容構(gòu)成共模反饋電路(CMFB)，可使運放的輸出信號和輸入信號的直流分量相等；U_B1，U_B2，U_B3和U_B4為偏置電壓。轉(zhuǎn)換時間t_C和建立時間t_S分別約為采樣周期T_S的1／8和3／8。經(jīng)過計算，當(dāng)f_S為250 MHz時，t_C=0.5 ns，t_S=1.5 ns。這就要求轉(zhuǎn)換速率(SR)為500 V／μs，計算公式如下：SR=U_P-P／t_C(式中U_P-P為輸入電壓峰-峰值，U_P-P=250 mV)。為使運放獲得較高的直流增益和高精度，所設(shè)計S／H電路的絕對誤差δ≤±U_LSB／2，它的輸出電壓有效值U。與直流增益A、采樣電容CS及寄生電容CP的關(guān)系式為

U_o≈U_I[1-(1+C_P／C_S)／A](2)

由式(2)可見，通過增大運放的直流增益A來減小增益誤差(1+Cp／Cs)／A，可使U_o與U_I之間的偏差小于1／2^N+1(N是系統(tǒng)所要得到的精度位數(shù))。因而對于10位系統(tǒng)，電壓增益至少為67.21 dB，此時C_P≈0.12 pF。考慮到電路提速的要求，取C_S=1 pF。對于線性采樣電路來說，為使t_S=0.375 7T_S，取單位增益帶寬f_T大于725MHz。f_T與反饋系數(shù)F、建立時間常數(shù)τ_S之間有如下關(guān)系

f_T>1／2π(Fτ_S)=1／2π[F(t_S／7.6)]? (3)

式中：建立時間t_S=7.6τs，F(xiàn)=0.89。與CMOS運放相比，BiCMOS運放不但具有高增益、低噪聲特性，而且具有較短的建立時間ts，速度較快，尤其是其相位裕度大于45°，因此運放的工作性能穩(wěn)定。

4? 雙通道共模反饋電路的設(shè)計

因為全差分折疊式運放的共模輸出電壓對器件的適配情況較為敏感，所以在運放中加入雙通道開關(guān)電容CMFB電路，可以達(dá)到穩(wěn)定其靜態(tài)工作點和增大共模輸出電壓擺幅的目的。圖5為采用開關(guān)電容結(jié)構(gòu)設(shè)計的共模反饋電路，用以穩(wěn)定輸出擺幅和電路阻抗。設(shè)計的CMFB電路通過對共模輸出電壓進(jìn)行反饋校正，確保運放輸入和輸出短路。圖5中uO+和uO-為運放的輸出電壓，uc為運放的理想共模輸出電壓，u_c=(u_O⁺+u_O^-)／2，u_c作為圖4中VP和VP構(gòu)成的共柵-共源電流源I3和I4的柵極電壓。共模反饋系數(shù)β=2C_S／(2C_S+C_P)，圖5φ1和φ2為時鐘信號，其中的開關(guān)均為PMOS管；φ1時刻開關(guān)電容CS進(jìn)行充電，φ2時刻非開關(guān)電容Cc產(chǎn)生輸出電壓的平均值，用以形成控制運放電流源IS的電壓。C_C上的直流電壓由C_S決定，C_S和C_C并聯(lián)在U_B1和U_B2兩個偏置電壓之間起開關(guān)作用，U_B2=u_c-V_DD，C_S為0.1～0.25 C_C。圖6是電源電壓為1.2 V，輸入電壓u_I峰-峰值為0.6 V，采用0.18 μm CMOS工藝，共模輸出電壓uc的仿真波形。由圖6可截出uc的最大輸出電壓幅值U_cm≈600 mV，運放達(dá)到共模輸出電壓的穩(wěn)定時間t_W=(4.135-4.12)×10^-7s≈1.5 ns。




5? 實驗結(jié)果與分析

利用Cadence Spectre軟件工具的仿真環(huán)境，采用SMIC公司0.25μm標(biāo)準(zhǔn)BiCMOS工藝，進(jìn)行了模擬仿真實驗。實驗運放電路的參數(shù)如下：輸入信號頻率f_I為0～10 MHz的正弦波電壓，共模輸入電壓為1.5 V，U_P-P=1 V，f_S=250 MHz，輸出端負(fù)載電容CL=0.5 pF。從圖7采樣放大器的頻響曲線可見：運放直流電壓增益A=72 dB，單位增益帶寬f_T=1.6 GHz；S／H電路的反饋系數(shù)F=0.89時，對應(yīng)的相位為-107.9°，故相位裕度P_m為72.1°，滿足系統(tǒng)大于725 MHz的帶寬要求，同時相位裕度大于45°，因而所設(shè)計的系統(tǒng)是穩(wěn)定的。圖8為所設(shè)計的S／H電路，經(jīng)仿真實驗獲得的離散傅里葉變換(DFT)頻譜分布，可見當(dāng)f_I=10 MHz，f_S=250 MHz時，S／H電路的SFDR=-61 dB，SNR=62 dB，三次諧波電壓201gU3=-105.6 dB，SNR大于50 dB，此時S／H分辨率ENOB=(SNR-1.76)／6.02>10位，滿足10位ADC的性能要求。表1為運放的仿真結(jié)果，建立時間t_S=1.37 ns，轉(zhuǎn)換速率SR=500 V／μs，功耗PD=8 mW，t_S較短，SR較高，P_D較低，符合ADC的高速要求。表2為所設(shè)計的S／H電路與其他文獻(xiàn)S／H電路的仿真結(jié)果性能對比情況，由表可見，所設(shè)計的S／H電路的f_S=250 MHz，采樣頻率適中；其V_DD=3 V，比文獻(xiàn)[3]中的S／H電路低0.3 V，而功耗P_D=10.85 mW，介于前兩者之間，比文獻(xiàn)[3]S／H電路降低15.15 mW；但它具有10位的高精度，比文獻(xiàn)[3]S／H電路提高了兩個精度等級。




6? 結(jié)論

采用0.25μm SiGe BiCMOS工藝，在全差分折疊式BiCMOS運放的基礎(chǔ)上設(shè)計了S／H電路。文中設(shè)計的S／H電路，采用下極板采樣和改進(jìn)型自舉開關(guān)新技術(shù)，從而提高了采樣速率和線性度。由實驗數(shù)據(jù)可知，設(shè)計的全差分折疊式BiCMOS運放具有高增益、高精度和高增益帶寬性能，運放中在關(guān)鍵部位、選用有限數(shù)目的BJT使電路擁有較快的轉(zhuǎn)換速率和大電流驅(qū)動能力，且運放的建立時間有所降低；而新設(shè)計的雙通道共模反饋(CMFB)電路，既穩(wěn)定了靜態(tài)工作點，又改善了溫度穩(wěn)定性；另外，所設(shè)計的S／H電路中的采樣開關(guān)統(tǒng)一設(shè)置為CMOS開關(guān)，故功耗大為降低。由于當(dāng)f_I=10 MHz，f_S=250 MHz時S／H電路的仿真結(jié)果滿足了10位精度ADC的性能要求，所以該款S／H電路對于高速、低壓、低耗的ADC和其他微處理器及信號調(diào)理電路的設(shè)計都具有指導(dǎo)作用。