同軸變換器原理及射頻功率放大器寬帶匹配設計詳細教程

射頻 功率放大器的寬帶匹配設計

在很多遠程通信、雷達或測試系統中，要求發射機功放工作在非常寬的頻率范圍。例如，工作于多個倍頻程甚至于幾十個倍頻程。這就需要對射頻功放進行寬帶匹配設計，寬帶功放具有一些顯著的優點，它不需要調諧諧振電路，可實現快速頻率捷變或發射寬的多模信號頻譜。寬帶匹配是寬帶阻抗匹配的簡稱，是寬帶射頻功放以及最大功率傳輸系統的主要電路，寬帶匹配的作用是，使射頻功率放大管的輸入、輸出達到最佳的阻抗匹配，實現寬帶內的最大功率放大傳輸。因此，寬帶阻抗匹配網絡的設計是寬帶射頻功放設計的主要任務。同軸電纜阻抗變換器簡稱同軸變換器，能實現有效的寬帶匹配，可以為射頻功率放大管提供寬頻帶工作的條件。同軸變換器具有功率容量大、頻帶寬和屏蔽性能好的特性，可廣泛應用于HF/VHF/UHF波段。

1 方案設計

同軸變換器及其組合是一種具有高阻抗變換比的寬帶阻抗匹配網絡，它能將射頻功率放大管的較低的輸入阻抗或輸出阻抗有效匹配到系統的標準阻抗50 Ω。同軸變換器設計方案多選用1：1變比形式、1：4變比形式及其組合形式。

1．1 同軸變換器原理

同軸變換器是由套上鐵氧體磁芯的一段同軸電纜或同軸電纜繞在鐵氧體磁芯上構成，一般稱為“巴倫”。“巴倫”的結構如圖1（a）所示，其等效電路如圖1（b）所示。

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圖1 “巴倫”的結構和等效電路

同軸變換器處于集中參數與分布參數之問。因此，在低頻端，它的等效電路可用傳統的低頻變壓器特性描述，而在較高頻率時，它是特性阻抗為Zo的傳輸線。同軸變換器的優點在于寄生的匝間電容決定了它的特性阻抗，而在傳統的離散的繞匝變壓器中，寄生電容對頻率性能的貢獻是負面作用。

當Rs=RL= Zo時， “巴倫”可以認為是1：1的阻抗變換器。同軸變換器在設計使用上有兩點必須注意：源阻抗、負載阻抗和傳輸線阻抗的匹配關系；輸入端和輸出端應在規定的連接及接地方式下應用。在大多數情況下，電纜長度不能超過最小波長的八分之一。為了保證低頻響應良好，還必須有一定繞組長度，可以依據下列經驗公式來估算在頻率高端和頻率低端時所需繞組的長度。

在高頻端：

lmax≤ 18 O00n／fh（cm）。（1）

式中，fh為最高工作頻率（MHz）；n為常數，一般取為0．08左右。

在低頻端：

lmin≥ 50Rl / ［（1 + u/uo ） × fl ］。（2）式中，fl為最低工作頻率（MHz）；u/uo為磁芯在時的相對磁導率。

磁芯的影響可以用等效電感來反應，等效電感決定了頻段低段反射量的大小，計算為：

L=uo ur n2 （S/J）（3）式中，L為電感值（H）；ur為相對磁導率；uo=4πx 10-7；S為磁環的面積；J為平均電長度；n為線圈圈數。

為避免頻段高段指標惡化，電感值不能大于實際需要值，其經驗公式為：

L = 4（ R/Wmin）（4）

式中，R 為中間頻帶的輸入阻抗；Wmin為最小角頻率。

1．2 1：4同軸變換器設計

1：4同軸變換器由長度相等的2根同軸電纜組成，其結構如圖2（a）所示。1：4同軸變換器水平旋轉180°即可作為4：1同軸變換器。

理想的1：4同軸變換器的輸入、輸出阻抗都匹配，每根同軸電纜的輸入、輸出阻抗等于其特征阻抗Zo，其等效電路模型如2（b）所示其源阻抗Zg與負載阻抗ZL的變換比為：Zg / ZL = Zin / Zout = （Zo /2） / （Zo + Zo）（5）

圖2和式（5）表明，1：4同軸變換器的阻抗變換比等于輸入阻抗與輸出阻抗之比。同軸變換器的輸入阻抗等于同軸電纜特征阻抗的并聯，輸出阻抗等于同軸電纜特征阻抗的串聯。

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圖2 1：4同軸變換器的結構和等效電路

1．3 集中參數元件匹配設計

由于阻抗變換器傳輸電纜的特征阻抗是實數，而射頻功率放大管的輸入阻抗與輸出阻抗一般都是復數阻抗。因此，需要將射頻放大管的輸入阻抗與輸出阻抗實數化，實現對源阻抗或負載阻抗的共軛匹配，從而實現功率的最大傳輸。復數阻抗可以用電阻與電抗串聯表示，也可以用電阻與電抗并聯表示。用集中參數元件實現阻抗匹配的方法是，電阻并聯電抗減小其實部，再串聯電抗抵消其虛部，達到2個純電阻的匹配；當匹配的不是純電阻時，可以采用集中參數的電容或電感來抵消和吸納復數阻抗虛部的方法來實現復數阻抗的實數化。

2 需解決的關鍵技術問題

2．1 低頻增益壓制

射頻功率放大管的增益隨頻率的增高而下降，一般情況下，每增加一個倍頻程，增益下降約3 dB。在窄帶電路中，增益隨頻率的增高而下降的情況可以忽略不計，但在多倍頻程電路中，必須考慮對低頻增益的壓制。解決的方法是使用電阻負反饋網絡，電阻負反饋網絡用于壓制平滑放大器在低頻上高增益特性，電阻值越小壓制平滑作用越大。以高頻段增益為基準增益，使用100～200 n 電阻，將低頻段的增益降低到大于基準增益2～3 dB。

2．2 同軸電纜特性阻抗選擇

同軸“巴倫”完成平衡至不平衡的轉換，一般選用50 n特性阻抗。1：4同軸變換器電纜需要考慮源或負載電阻的大小，計算公式如下：

Zo = （4R）2 / 25（Ω）。（3）

式中，Zo為電纜特性阻抗；R為源或負載電阻。

2．3 磁芯的散熱及功率校驗

輸出匹配網絡中，同軸變換器在傳輸高功率時，由于電路損耗，磁芯會累積較多的熱量，進而會引起磁芯溫度的急劇升高，嚴重時會導致磁芯的磁導率下降，影響同軸變換器的低頻響應。解決的方法是給磁芯采取良好的散熱措施，用導熱膠將磁芯直接固定在金屬散熱底板上。

磁芯材料的選擇十分重要，要得到高的電感值必須選用高磁導率的磁芯；為了選擇用于同軸變換器的合適的鐵氧體磁芯，需要知道磁芯的飽和磁通量和它的非線性特性。當傳送功率較大時，必須檢驗磁環的功率容量。這是由于磁環的磁通量，在功率較大時會出現磁飽和，以致大信號時等效電感值下降，功率送不過去。同軸變換器磁飽和的一般規律是頻率越低越嚴重，所以其功率校驗要在低頻率上進行。

3 設計實例

根據工程需要，運用同軸變換器寬帶匹配技術設計一種多倍頻程高功率放大電路，覆蓋民用和軍用頻帶，頻率范圍為20～500MHz。功率管選用雙管芯結構的平衡型n溝道增強型射頻放大管BLF574。設計用于輸出功率達350 W，功率增益大于16dB，頻率范圍高HF至UHF的寬帶功率放大器。在225MHz頻率左右器件的輸入和輸出阻抗都呈感性，輸入阻抗Zs=（3.2+j2.5）Ω，輸出阻抗ZL=（7.5+j4.0）Ω。

3．1 輸入匹配網絡

BLF574 有一個相當大的輸入電容，為了提供器件輸入端在多倍頻上的寬帶匹配，必須考慮輸人電容在頻率高端的影響，且折中考慮中間頻率及較低頻率上低值輸入阻抗的影響。輸入匹配網絡設計成2級級聯的4：1同軸變換器，完成16：1阻抗變換，將5O Ω標準阻抗匹配接近于3 Ω，這個值還要通過簡單的串聯微帶線和并聯電容轉換成器件的輸入電阻。第1級4：1同軸變換器電纜選擇UT - 047 -25，特性阻抗Zo=25 Ω，電纜長度45 mm。補償低頻響應的磁芯選擇2861002402，初始磁導率ui = 125。第二級4：1同軸變換器電纜選擇UT - 043 -l0，特性阻抗Zo =10 Ω，電纜長度45 mm，補償低頻響應的磁芯同樣選擇2861002402。輸入匹配網絡如圖3所示。

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圖3 輸入匹配網絡

3．2 輸出匹配網絡

輸出匹配網絡設計成1：4同軸變換器級聯同軸“巴倫”的形式。1：4同軸變換器電纜選擇UT - l4l- l5，特性阻抗Zo =15 Ω，電纜長度68 mm。補償低頻響應的磁芯選擇2661540202，初始磁導率ui=125。同軸“巴倫”完成平衡至不平衡輸出的轉換，同軸“巴倫”電纜選型UT - 141，特性阻抗Zo =50Ω，電纜長度68 mm。匹配電阻為：R =（25×15）1/2 / 4=4．8 Ω，這個值需要通過簡單的串聯微帶線和并聯電容轉換成器件的輸出電阻。輸出匹配網絡如圖4所示。

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圖4 輸出匹配網絡

3．3 軟件仿真及測試驗證

3．3．1 軟件仿真

將功率放大管的輸入阻抗和輸出阻抗各自假設為隨頻率變化的可變阻抗，按照寬帶網絡阻抗近似匹配法進行阻抗匹配，使用軟件工具Ansoft-Serenade 8．7，分別建立以同軸阻抗變換器為模型的輸入和輸出寬帶匹配網絡，匹配端口均為標準50 Ω特征阻抗，匹配目標為輸入或輸出端口電壓駐波比VSWR ≤2：1。利用頻率參數掃描曲線，經調整優化各同軸電纜長度及特性阻抗、串聯微帶線的長度和并聯電容的值得出寬帶內理想的駐波一頻率特性曲線。

3．3．2 測試驗證

對根據以上設計完成的實際電路進行測試，在20～500 MHz頻帶內，輸入回波損耗≤1．95：1，輸入功率10 W 時，放大器的最小輸出功率》350 W。測試結果表明，放大器的性能狀態良好，所設計的同軸變換器匹配網絡滿足寬帶匹配及功率要求。