由于目前使用的射頻功率放大器（PA）缺乏高效率，為手持計算設備添加無線通信功能需要使用特殊的電源管理技術。一些通信協議允許突發傳輸技術，在沒有發射信號時關斷電源（通過占空比控制），但是在傳輸過程中PA效率的典型值卻不高于40%至60%。相反地，手持設備中的主電源效率的典型值為90%至95%。許多手持設備使用一至四節的非可充電堿性電池工作。與背光顯示相關的其他設備則要求使用更高瞬時功率的鎳甚至鋰電池以延長電池壽命（在充電或者電池被替換期間）。不管電池的類型和配置如何，在調制解調器中，為了保證系統合理的工作壽命，無線通信的調制解調、PA和射頻電路要求使用更高容量的電池。

典型的系統如PCMCIA無線調制解調器，用于傳輸蜂窩數字數據包（CDPD）。這樣的設備可以插入到手持個人數字助理（PDA）中，或者是運行Windows？ CE系統的手提電腦中，使用3.3V的電源工作僅消耗幾百毫安電流。為了避免主電池的過度漏電，PCMCIA卡通常包括一塊備用電池。備用電池可在傳輸過程中提供電源涌動，通常還具有低的等效串聯電阻（ESR），這在當今流行的可充電化學電池中較為常見。無線通信鏈路的實際電源主要取決于PA的發射功率和效率。

例如，無線數據通信鏈路中的供電電源（包含備用電池）必須與工作在3.3V電源的主機手持系統交互（圖1 - 注意適合于手持系統的微型封裝：IC1為16引腳QSOP封裝，IC2為8引腳μMAX？封裝）。備用電池為單節鋰離子電池，全充電電壓為4.1V至4.2V，殘余電量不低于2.9V。IC1將備用電池電壓轉換至3.3V，而IC2則使最終的備用電壓在12mV （0.36%）的誤差范圍內跟蹤主電源電壓。

圖1. 該電路為手持設備添加無線調制解調器和功率放大器，同時提供合適的電源管理功能。

跟蹤電源電壓對于無線硬件和主機的交互非常重要。這樣保證了雙向數據和控制線獲得正確的邏輯電平，而且防止過流從主電池流向調制解調器硬件以及從備用電池流向主電池與電子器件。

該電路工作原理如下：首先，考慮調制解調器插入到主機的PCMCIA插槽之前調制解調器的狀態。幾乎沒有能量或者很少的能量能夠從備用電池吸收過來，因而在這種狀態下調制解調器的電源必須禁用。備用電源的開關控制線為IC2的PG引腳。因為當調制解調器沒有連接時為IC2供電的主機VHH電壓不存在，IC2處于關斷狀態。

IC2電源關斷時電源好（PG）輸出（內部為開漏n溝道MOSFET）為高阻，此時IC2僅吸收漏電流。當PG輸出為高阻時，兩個電阻分壓器（R6/R7，通過IC1內部比較器監測備用電池電壓，而R3/R4在電源上電時設置VBOOST電平值） 作為ONB線的上拉電阻關斷IC1電源。在電源關斷期間IC1開關模式升壓調節器和低壓差（LDO）調節器均被禁用。因而有1μA漏電流通過分壓器和1mA電流流入IC1，電池漏電流的典型值為2μA。

考慮電源上電時功率的要求：如果功率放大器（PA）必須提供0.6W和50%效率，需要1.2W輸入功率。如果工作在50%占空比時（收發時間相等），那么PA的有效功率為0.6W。在3.3V電壓工作時，負載吸收約180mA的電流。如果調制解調器的其余部分從3.3V電源吸收40mA電流，那么無線通信鏈路的總共供電電流在3.3V電源工作時為220mA1。

IC1升壓調節器在2.7V電源輸入時能夠提供（在VBOOST引腳）大約800mA電流，使用本征耗盡的Li+電池（2.9V至3.0V）則能夠提供1A或者更大的電流。即使如此仍使用內部低效率的LDO為PA和其他的調制解調器硬件供電， LDO電流標稱值為300mA，最小額定值為220mA。主要的原因是噪聲抑制問題。LDO在300kHz頻率工作時PSRR值約為38dB，有利于抑制VBOOST引腳上的PWM開關噪聲。LDO內置的濾波器降低了對PA供電電壓上和相關的射頻發射部分的后級噪聲抑制的要求或者根本就不需要，因而很容易通過聯邦通信委員會（FCC）的輻射標準要求。另一方面，斷續發射效率大約為8.3%。

VBOOST在3.3V附近跟蹤VHH電壓變化。備用電池在充滿后電壓高于VBOOST，而在電量接近于耗盡時，電壓低于VBOOST ，因而LDO和升壓調節器按順序提供必需的降壓/升壓功能。SEPIC、反激和正向配置也能夠實現降壓和升壓功能，但是它們都需要體積龐大、價格昂貴的電磁存儲元件（變壓器），并且缺少LDO所提供的噪聲抑制功能。基于這樣的考慮，圖1所示的電路優于其它方案。

下一步考慮當調制解調卡插入主機的PCMCIA連接器中會發生什么情況。這一步作用是使得在相對應的電路地（GND）之間以及在所有的雙向數據控制線之間電氣上相連接。然后主機使用EN線來使能或者禁止調制解調器硬件。如果EN線在硬件交互時初始為低電平，那么所有的調制解調器硬件將被禁止，對LDO節點呈現高阻特性。

當主機VHH （正常3.3V）電源通過連接器給C1充電時IC2接收到電源，IC2最低工作電壓可保證正確上電工作，即使VHH在其范圍的下限（低于正常值的10%）。內部15μs延時使得VHH在/PG輸出變為低電平之前達到穩定（在V+端），同時通知主機此時能夠通過EN線使能調制解調器電路。/PG低電平（虛地）使得雙電阻分壓器接地，可用于檢測電池和升壓調節器的電壓。

當VHH連接時，IC2在/PG變低時將/ONB拉低，IC1開始關閉通過L1的能量，提高VBOOST電壓至約3.7V （通過R3/R4的反饋）。最初LDO關斷，在VBOOST實現調節時打開，當LDO輸出高于2.3V （應該是在3.3V，因為VHH已通過R2給C2充電） IC1進入跟蹤模式。跟蹤模式是IC1的一項特殊功能，能夠迫使VBOOST電壓高于LDO電壓300mV，可通過連接IC1的OUT和TRACK引腳設置該功能。300mV的余量充許LDO保持穩定，即使在最大輸出電流下也能保證所要求的PSRR。因為跟蹤模式下電壓被強制在所要求的最小值，LDO消耗電池的能量最少。

當IC1的FBLDO引腳為內部基準源電壓（通常1.23V）時LDO處于調節狀態。FBLDO電壓由通過R5的電流產生，該電流正比于通過R2的電流。因而，IC2具有傳輸函數VOUT = gm（VSENSE）R5，其中VOUT為R5上的電壓，VSENSE為RS+端與RS-端之間（R2）的電壓，gm = 10-2 mho。當LDO調節時，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因而VSENSE = VFBLDO/（gm*R5）。

使用關系式VLDO = VHH + VSENSE替換上式中的VSENSE，

VLDO = VHH + VFBLDO/（gm*R5）。

將圖1所示電路中的數值代入，

LDO = VHH + 1.23/（10-2*104） = VHH + 12.3mV.

設置R5為10kΩ使得檢測電壓為12.3mV。根據上式，可以選擇R2對從LDO到VHH的電流量編程。例如，R2 = 1kΩ，R2上電流約為12μA。

使用IC2 （高端檢流放大器）的目的是使用低值高功率、精確的檢流電阻精確測量高端電流。該應用在使用10%精度低功率檢流電阻（例如1/16W表貼的電阻）中 并不常見。我們不關心從LDO到VHH的電流的準確大小。我們只關心這個電流盡量小。

使用高阻值（1kΩ）檢流電阻的好處之一便是在 VLDO短路或者過載情況下僅通過R2從主機吸收大約3.3mA電流，這并不足于讓系統崩潰。R2值不必為1kΩ;IC2吸收電流約為800mA，所以設置 R2 = 12mV/800μA = 15W，允許LDO節點（不是主機）為IC2供電。

在另一個可選的配置中，IC2的V+節點可直接連接到LDO而不是VHH。IC2從LDO得到電源，除了在上電期間，此時電源從VHH到R2給LDO供電。這種方案要求PA和調制解調器硬件關斷，對LDO呈現高阻特性，使得R2上沒有降電壓，同樣R2的值必須足夠小以保證在正常工作（3V）時V+節點具有最小電壓。如果 VHH = 3.6V或者更高，R2必須小于375Ωp。這個值保證了IC2在工作電流0.8mA時在VHH范圍的下限（3.6V - 10%）不超過0.3V的壓降。

肖特基二極管（D2，D3）與R2并聯，在RS+與RS-之間過壓時保護IC2。D2、D3引入小量的漏電流，不會影響電路的工作。與R5并聯的電容使LDO反饋節點的高頻噪聲對地旁路，這樣保證VLDO電壓光滑平穩。前面提到，IC1包括一個具有不定輸入和輸出的比較器。在這個電路中，比較器監測備用電池電壓，當剩余電量接近于能夠保持通信連路工作的臨界值時向主機報警。

注意到圖1中的電路除了適合上述以外的情況外，還適應各種條件。它與其它通信總線兼容，適合用于無線調制解調器與手持設備的交互。例如，包括板卡總線和目前非常流行的通用串行總線（USB）。該電路也接受高達5V的主供電電壓。為了獲得更大的效率，在一些應用中可將PA直接連接到VBOOST而不是VLDO。這樣，VBOOST不需要跟蹤VLDO；可以通過單獨調整反饋電阻的大小來分別控制這兩個電壓。

IC1在1.1V時啟動，在低至0.7V電壓時仍可工作，所以，即使在要求更低RF輸出功率電平的升壓應用中使用兩節鎳氫備用電池仍是可接受的。最終IC1是作為一個在重載下具有300kHz開關頻率的低噪聲PWM調節器。如果需要的話，可以通過將其頻率與外部200kHz至400kHz頻率的信號源同步（使用CLK/SEL線）來控制波形的諧波分量。在輕載條件中，輻射與傳導能量相對較低，可以迫使IC1 （也是使用CLK/SEL線）進入脈沖頻率調制（PFM）模式，此模式提供最高的效率以及最長的電池壽命。