當主機VHH （正常3.3V）電源通過連接器給C1充電時IC2接收到電源，IC2最低工作電壓可保證正確上電工作，即使VHH在其范圍的下限（低于正常值的10%）。內部15μs延時使得VHH在/PG輸出變為低電平之前達到穩定（在V+端），同時通知主機此時能夠通過EN線使能調制解調器電路。/PG低電平（虛地）使得雙電阻分壓器接地，可用于檢測電池和升壓調節器的電壓。

當VHH連接時，IC2在/PG變低時將/ONB拉低，IC1開始關閉通過L1的能量，提高VBOOST電壓至約3.7V （通過R3/R4的反饋）。最初LDO關斷，在VBOOST實現調節時打開，當LDO輸出高于2.3V （應該是在3.3V，因為VHH已通過R2給C2充電） IC1進入跟蹤模式。跟蹤模式是IC1的一項特殊功能，能夠迫使VBOOST電壓高于LDO電壓300mV，可通過連接IC1的OUT和TRACK引腳設置該功能。300mV的余量充許LDO保持穩定，即使在最大輸出電流下也能保證所要求的PSRR。因為跟蹤模式下電壓被強制在所要求的最小值，LDO消耗電池的能量最少。

當IC1的FBLDO引腳為內部基準源電壓（通常1.23V）時LDO處于調節狀態。FBLDO電壓由通過R5的電流產生，該電流正比于通過R2的電流。因而，IC2具有傳輸函數VOUT = gm（VSENSE）R5，其中VOUT為R5上的電壓，VSENSE為RS+端與RS-端之間（R2）的電壓，gm = 10-2 mho。當LDO調節時，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因而VSENSE = VFBLDO/（gm*R5）。

使用關系式VLDO = VHH + VSENSE替換上式中的VSENSE，

VLDO = VHH + VFBLDO/（gm*R5）。

將圖1所示電路中的數值代入，

LDO = VHH + 1.23/（10-2*104） = VHH + 12.3mV.

設置R5為10kΩ使得檢測電壓為12.3mV。根據上式，可以選擇R2對從LDO到VHH的電流量編程。例如，R2 = 1kΩ，R2上電流約為12μA。

使用IC2 （高端檢流放大器）的目的是使用低值高功率、精確的檢流電阻精確測量高端電流。該應用在使用10%精度低功率檢流電阻（例如1/16W表貼的電阻）中 并不常見。我們不關心從LDO到VHH的電流的準確大小。我們只關心這個電流盡量小。

使用高阻值（1kΩ）檢流電阻的好處之一便是在 VLDO短路或者過載情況下僅通過R2從主機吸收大約3.3mA電流，這并不足于讓系統崩潰。R2值不必為1kΩ;IC2吸收電流約為800mA，所以設置 R2 = 12mV/800μA = 15W，允許LDO節點（不是主機）為IC2供電。

在另一個可選的配置中，IC2的V+節點可直接連接到LDO而不是VHH。IC2從LDO得到電源，除了在上電期間，此時電源從VHH到R2給LDO供電。這種方案要求PA和調制解調器硬件關斷，對LDO呈現高阻特性，使得R2上沒有降電壓，同樣R2的值必須足夠小以保證在正常工作（3V）時V+節點具有最小電壓。如果 VHH = 3.6V或者更高，R2必須小于375Ωp。這個值保證了IC2在工作電流0.8mA時在VHH范圍的下限（3.6V - 10%）不超過0.3V的壓降。

肖特基二極管（D2，D3）與R2并聯，在RS+與RS-之間過壓時保護IC2。D2、D3引入小量的漏電流，不會影響電路的工作。與R5并聯的電容使LDO反饋節點的高頻噪聲對地旁路，這樣保證VLDO電壓光滑平穩。前面提到，IC1包括一個具有不定輸入和輸出的比較器。在這個電路中，比較器監測備用電池電壓，當剩余電量接近于能夠保持通信連路工作的臨界值時向主機報警。

注意到圖1中的電路除了適合上述以外的情況外，還適應各種條件。它與其它通信總線兼容，適合用于無線調制解調器與手持設備的交互。例如，包括板卡總線和目前非常流行的通用串行總線（USB）。該電路也接受高達5V的主供電電壓。為了獲得更大的效率，在一些應用中可將PA直接連接到VBOOST而不是VLDO。這樣，VBOOST不需要跟蹤VLDO；可以通過單獨調整反饋電阻的大小來分別控制這兩個電壓。

IC1在1.1V時啟動，在低至0.7V電壓時仍可工作，所以，即使在要求更低RF輸出功率電平的升壓應用中使用兩節鎳氫備用電池仍是可接受的。最終IC1是作為一個在重載下具有300kHz開關頻率的低噪聲PWM調節器。如果需要的話，可以通過將其頻率與外部200kHz至400kHz頻率的信號源同步（使用CLK/SEL線）來控制波形的諧波分量。在輕載條件中，輻射與傳導能量相對較低，可以迫使IC1 （也是使用CLK/SEL線）進入脈沖頻率調制（PFM）模式，此模式提供最高的效率以及最長的電池壽命。