1 引 言

在設計射頻放大電路的工作中，一般都要涉及到輸入輸出阻抗匹配的問題，而匹配網絡的設計是解決問題的關鍵，如果知道網絡設計需要的阻抗，那么就可以利用射頻電路設計軟件（如RFSim99）自動設計出匹配網絡，非常方便。一般在阻抗匹配要求不很嚴格的情況下，或者只關心其他指標的情況下，可以對器件的輸入輸出阻抗作近似估計（有時器件參數的分散性也要求這樣），只要設計誤差不大就可行。但是在射頻功率放大器的設計中，推動級和末級功率輸出的設計必須要提高功率增益和高效率，這時知道推動級和功率輸出級的輸入輸出阻抗就顯得非常重要。在功率管的器件手冊上一般都給出了在典型頻率和功率下的輸入輸出阻抗，為工程設計人員提供參考，但是由于功率管參數的分散性和工作狀態（如工作頻率、溫度、偏置、電源電壓、輸入功率、輸出功率等）發生變化的情況下，手冊上的參數就和實際情況有很大的偏差。有時候為了降低產品的功耗，必須設計出匹配良好和高效率的射頻功率放大器，這時就有必要測量功率管在特定工作條件下的輸入輸出阻抗。在測定的過程中，首選的儀器是昂貴的網絡分析儀，但是在不具備網絡分析儀的情況下，可以尋求用普通的儀器（如示波器、阻抗測試儀等）進行測量。下面介紹一種用普通測量儀器測量射頻功率管在實際工作條件下的輸入輸出阻抗的方法。

2 阻抗測量的一般方法

阻抗測量方法主要有電橋法，諧振法和伏安法3種。電橋法具有較高的測量精度，是常用的高精度測量方法，但在測量像射頻功率管這樣的有源非線性大信號工作器件的阻抗，特別是要求功率管在實際工作條件下測量有一定的困難，故電橋法難以應用。諧振法在要求射頻功率管在實際工件條件下也很難應用，主要原因是在非線性大信號下的波形已經不是正弦波。伏安法是最經典的阻抗測量方法，測量原理是基于歐姆定律，即阻抗ZX可以表示為ZX=UXejθ／IX，UX為阻抗ZX兩端壓降的有效值，IX為流過阻抗ZX的電流有效值，θ為電壓與電流的相位差。但是在射頻功率管的基極和集電極的電壓和電流均不是正弦波，所以基波的IX和θ都很難準確測出，顯然伏安法在這里有很大的局限性。這3種方法在測量射頻功率管在實際工作條件下的輸入輸出阻抗都難以應用，下面介紹一種間接測量阻抗的方法，他同時解決了濾除諧波和要求功率管在實際工作條件下測試的問題，實踐證明這種方法簡便易行。

3 傳輸函數法間接測量阻抗的方法原理

圖1中網絡HA，HB，ZX組成測試網絡，圖2中HC為其等效網絡。HA，HB為無源線性雙口網絡，起著匹配、隔離和濾波的作用，使得在bb′處能觀測到比較好的正弦波。HC的傳輸函數可以表示為：

其中，Uaa′，Ubb′為aa′和bb′處的電壓的有效值，θ為aa′和拍bb′處電壓的相位差。只要測出Uaa′，Ubb′和θ就可得到傳輸函數HC，由于HA，HB為已知線性網絡，通過計算就可求得待測阻抗ZX。

4 測試網絡的設計原則

首先，HA，HB網絡的設計應根據實際需要盡量簡潔。如果網絡比較復雜，不但增加了計算量，而且計算阻抗的誤差也會增大。

其次，HA，HB網絡元件的選擇要盡量選擇接近理想元件模型的電阻電容和電感元件，盡量少用電感元件，因為電感元件的Q值不可能做得很大，而且電感元件的實際模型比較復雜，采用實際模型時，使電路模型復雜化，這樣既增加了計算量，也增加了誤差。在使用元件之前，必須用精密阻抗儀準確測出元件參數值，在搭接電路時盡量減小分布參數的影響。

再次，在測試時必須使功率管處在正常的工作狀態，網絡處在諧振狀態或者稍偏離諧振狀態（因諧振回路Q值不大）。這樣測出的參數在特定的工作頻率和工作狀態下才有實際意義。

最后，應使接在bb′處的探頭電容盡量小，探頭的輸入電阻盡量高些，在計算時只須考慮探頭的電容，在測試前必須測出探頭電容的大小。

5 射頻功率管的輸入輸出阻抗的測量實例

射頻功率管的應用手冊上一般都有功率管在特定工作條件下的輸入輸出阻抗。在設計射頻功率放大器的時候，如果功率管工作在手冊上典型的工作狀態下，就可以直接使用手冊上提供的功率管輸入輸出阻抗參數，盡管功率管的參數有一定的分散性，但是誤差不大。如果射頻功率管的工作條件發生了變化（特別是工作頻率），手冊上的參數就不準確了，只能起到一定的參考作用。例如日本三菱公司生產的VHF波段的射頻功率管2SC2630的輸入輸出阻抗的數據為：Zin=0.8+j1.2 Ω，Zout=1.5-j0.6 Ω，@Po=60 W，VCC=12.5 V，f=175 MHz。又如工作在VHF波段的射頻功率管2SC1971的輸入輸出阻抗的數據為：Zin=0.8+j3.2 Ω，Zout=6.2-j3 Ω，@Po=6 W，VCC=13.5 V，f=175 MHz。