0 引言

　　突發(fā)擴(kuò)頻通信技術(shù)因其具有很強(qiáng)的抗干擾和抗截獲能力，近年來成為軍事領(lǐng)域研究的熱點。其本質(zhì)是在突發(fā)通信技術(shù)的基礎(chǔ)上，對收發(fā)信號分別進(jìn)行擴(kuò)頻和解擴(kuò)，以進(jìn)一步增加信號的保密性。擴(kuò)頻前的一幀典型突發(fā)信號結(jié)構(gòu)為一段導(dǎo)頻序列加上一段攜帶信息的用戶數(shù)據(jù)。

　　為了實現(xiàn)對一幀突發(fā)信號的正確解調(diào)，要在解擴(kuò)出符號數(shù)據(jù)后，在規(guī)定的導(dǎo)頻序列長度內(nèi)通過有限次調(diào)整完成載波同步，否則將造成后續(xù)用戶數(shù)據(jù)的丟失，導(dǎo)致解調(diào)失敗。FLL（鎖頻環(huán)）+PLL（鎖相環(huán)）是一種常用的，可以校正大頻偏的載波同步算法，但它常用于對同步時間要求不高的連續(xù)通信系統(tǒng)，用于本文所涉及的突發(fā)通信系統(tǒng)時，經(jīng)過仿真發(fā)現(xiàn)所需要的環(huán)路調(diào)整次數(shù)大于導(dǎo)頻序列長度，收斂速度不夠快，無法滿足指標(biāo)，所以對該算法進(jìn)行了一些改進(jìn)，通過先使用一部分的導(dǎo)頻序列進(jìn)行FFT校頻，快速減小頻偏，然后用FLL將頻偏縮小到10 Hz以內(nèi)，最后用PLL來精確鎖定。

　　1 快速同步算法設(shè)計

　　在發(fā)射端設(shè)計的一幀發(fā)射信號為168 b全0導(dǎo)頻序列+132 b用戶數(shù)據(jù)共300 b，如圖1所示。

　　經(jīng)過雙極性變換導(dǎo)頻序列變?yōu)?68 b全1數(shù)據(jù)，用戶數(shù)據(jù)變?yōu)橛?，-1組成的數(shù)據(jù)，經(jīng)過卷積編碼成I，Q兩路信號，各自經(jīng)過差分編碼后用不同的1 023位I，Q兩路Gold碼擴(kuò)頻，然后以QPSK方式分別調(diào)制余弦和正弦載波，兩路數(shù)據(jù)組合后發(fā)射。在接收端，使用相應(yīng)的信號捕獲算法，可以得到信號的Gold碼初始相位和一個精度較差的多普勒頻偏搜索值，這一步驟的結(jié)果是可以解擴(kuò)信號，但是信號還有（-5，5）kHz的頻差，而且這一過程要消耗40個bit的導(dǎo)頻符號。也就是說在剩余的128 b導(dǎo)頻長度內(nèi)必須通過相應(yīng)算法，消除5 kHz頻差，完成載波精確同步。

　　在實際的接收機(jī)方案中使用的方法是用I路Gold碼，簡稱Gold_I去分別解擴(kuò)同相（I路）和正交（Q路）數(shù)據(jù)，用得到的兩路帶有頻偏的符號數(shù)據(jù)去調(diào)整頻偏，而Q路（Gold碼，簡稱Gold_Q不參與頻率調(diào)整，而是直接解擴(kuò)Q路數(shù)據(jù)。當(dāng)頻偏消除后，得到I路和Q路經(jīng)過差分譯碼、卷積譯碼和一系列操作之后就可以得到原始數(shù)據(jù)。

　　經(jīng)過數(shù)學(xué)模型推導(dǎo)，在碼片對齊后，得到用Gold_I分別解擴(kuò)I路和Q路后得到的用于校正頻偏的兩路數(shù)據(jù)為：

　　式中：C1，C2，φ1，φ2為和采樣速率、解擴(kuò)數(shù)據(jù)起點位置、擴(kuò)頻碼長度有關(guān)的常數(shù)；△f為經(jīng)過掃頻和信號捕獲后的剩余頻差，這里△f的取值范圍為（-5，5）kHz；Tb=1／Rb為擴(kuò)頻前的符號周期，Rb為符號速率，本系統(tǒng)中Rb=10 Kb／s；p為信號捕獲后依次解擴(kuò)出來的帶有頻偏的符號數(shù)據(jù)的次序號。

　　整個快速載波同步算法流程如下：先進(jìn)行FFT校頻，然后FLL縮小頻差，最后PLL精確鎖定，分三次分步消除頻偏。

　　1．1 FFT校頻

　　在算法中取I（k+p）的前16個點存儲在寄存器中，然后做FFT，那么這16個點相當(dāng)于在一個已知頻率的余弦波上等間隔采樣，且采樣周期fs=1／Tb=Rb=10 Kb／s，根據(jù)FFT理論，在前9個頻點中，設(shè)得到的頻譜能量最大點為第k點，則對應(yīng)的頻率＾f=fs／N×（k-1）即為估計頻率，其分辨率為10K／16=625 Hz，通過設(shè)定變量u5=I（k）Q（k-1）-I（k-1）Q（k）=C3sin（2π△f／10K）（C3為大于0的一個常數(shù)），來確定估計出來的頻率的正負(fù)，當(dāng)u5《0時，-5 kHz《△f《0；當(dāng)u5》0時，0《△f《5 kHz。

　　1．2 FLL（鎖頻環(huán)）

　　FLL通常采用自動頻率跟蹤環(huán)（AFC）來實現(xiàn)載波頻率的跟蹤，AFC環(huán)的結(jié)構(gòu)如文獻(xiàn)中所示。

　　解擴(kuò)得到的兩路正交信號的點積Dot（k）和叉積Cross（k）分別為：

　　Dot（k）=I（k-1）I（k）+Q（k-1）Q（k） （3）

　　Cross（k）=I（k-1）Q（k）-I（k）Q（k-1） （4）

　　常用的消除符號模糊的CPAFC方法其誤差函數(shù)為Ud（k）=Cross（k）×sign（Dot（k）），其鑒頻特性是非線性的，且鑒頻范圍為（-Rb／4，Rb／4），將其改進(jìn)，點積和叉積之間存在如下關(guān)系：

　　這就解決了CPAFC的鑒頻非線性問題，且將鑒頻范圍擴(kuò)大了一倍至（-Rb／2，Rb／2）。

　　1．3 PLL（鎖相環(huán)）

　　Costas環(huán)是一種常用的鎖相環(huán)，它對載波調(diào)制數(shù)據(jù)不敏感，在無線電接收機(jī)中得到了普遍的應(yīng)用，本方案中采用的Costas環(huán)鑒相算法為：

　　θk=sign（I（k）×Q（k）） （7）

　　而數(shù)字環(huán)路濾波器采用二階環(huán)，這是因為如果其直流增益為無窮大而頻偏為常數(shù)的情況下，二階環(huán)可以實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)相位誤差和頻率誤差。其結(jié)構(gòu)如圖1所示。

　　圖1中，Ud為輸入的鑒頻或者鑒相誤差函數(shù)；C1，C2是環(huán)路調(diào)整參數(shù)，實際應(yīng)用中需要反復(fù)調(diào)整至環(huán)路性能最佳；Uc為輸出的頻率或者相位控制字，控制NCO調(diào)整頻率或者相位。

　　2 算法仿真結(jié)果

　　系統(tǒng)仿真條件假設(shè)為：輸入中頻信號，符號速率為10 Kb／s，用2路不同的1 023位Gold碼擴(kuò)頻，擴(kuò)頻后碼片速率為10．23 Mb／s，采樣速率為8倍碼片速率，經(jīng)過掃頻和信號捕獲后剩余多普勒頻率為4 600 Hz，系統(tǒng)輸入信噪比為-16dB。

　　FLL頻率跟蹤曲線如圖2所示。