1.25 Gb/s直流耦合光突發模式接收機的設計

光突發模式接收機按照結構可以分為反饋式和前饋式兩種[1,2]。反饋式由于含有一個反饋環路，穩定性要好于前饋式結構。但是需要一個差分前置放大器，而且對差分對管的對稱性要求較高。所以在1.25 Gb/s光突發接收機的設計中采用了前饋式結構如圖1所示。從圖中得知該電路主要由：光電二極管、寬帶直流耦合前置放大器、自適應快速檢波單元、限幅放大器和或非門5個部分。光電二極管與前置放大器連接，光電流經前置放大器轉化為電壓信號后分成兩路[3,4]，一路經快速自適應檢波后，經電阻分壓取其一半作為判決電平，和另一路電壓信號一起輸入到限幅放大器的第一級差分放大器。檢波電路包含一個前置差分放大器和有源檢波電路，限幅放大器由兩個差放組成。經限幅放大器兩級差放放大后，脈沖信號整形成規則的數字信號。在限幅放大器的輸出端連接一個或非門，其目的是消除在接收光突發信號的間隙段，限幅放大器輸出的尖峰信號的干擾。

圖1 1.25 Gb/s光突發接收機原理框圖???? 圖2 直流耦合前置放大器電路

1.1 直流耦合前置放大器的設計
為了對高速的數字信號作出快速反應，前放的模擬帶寬要足夠寬。同時為了擴大動態范圍，提高穩定性，前放采用了負反饋結構[2,5]。但并非帶寬越寬越好。如果只強調帶寬，除了增加設計難度和成本外，發現在增加前放帶寬的情況下，有時其眼圖反而會變差。在設計仿真過程中采用特征頻率fT=25 GHz和fT=14 GHz的塑封雙極晶體管，按照可獲得的最大帶寬為特征頻率14 GHz的1/5典型值計算，模擬帶寬為2.8 GHz左右，仿真結果為2 GHz，跨阻抗增益為67 dBΩ，如圖2所示。

1.2 峰值檢波單元電路設計
峰值檢波電路的差分放大器將來自前放的信號放大后驅動晶體管對峰值保持電容充電，檢波得到的電壓反饋到差放的另一輸入端，直到檢波電壓等于信號的幅度，差放停止充電。與同類接收機相比，在快速峰值檢波電路的前置差分放大器輸出端接一個RC并聯網絡，有效地提高了充電速度，而且將檢波輸出端連接到其前置差分放大器的反相端，構成一個負反饋環路，提高了電路的穩定性。
1.3 限幅放大器和或非門的設計
限幅放大器由兩級差分放大器構成。接收機對信號幅度的恢復是在第一級差放完成的，信號幅度恢復后輸入第二級差放，進一步放大到等幅輸出。由于限幅放大器的輸入端信號在間隙段已經歸零，而由快速峰值檢波電路得到的判決電平輸入則是在緩慢歸零(放電過程)，此時在限幅放大器的輸出端將產生一個尖峰脈沖，這樣很容易產生誤碼，為此將限幅放大器輸出信號與脈沖信號(在數據段為低電平，在間隙段為高電平)進行或非門邏輯運算，從而消除了光突發信號間隙段由放電帶來的誤碼。
2 仿真及結果分析
對接收機電路進行了仿真，并給出了輸入光信號、判決電平、輸出信號波形。輸入光信號見圖3。小信號光脈沖脈寬0.8 ns，比特序列為(111100010011010100001010011)。緊隨其后的是大信號光脈沖，比特序列為(10011010100001010011)。光電二極管響應度0.85 A/W，由圖3可看出最小可接收光功率?24 dBm(平均光功率)，最大可接收光功率?4 dBm(平均光功率)，動態范圍為20 dB，按照響應度0.85 A/W計算，相應的光電流分別為6 μA和600 μA。

（a）小信號輸出波形??? （b）大信號輸出波形 圖5 檢波電路輸出波形

圖5是檢波輸出波形。從圖中看出在大信號時，判決電平的建立需要很長時間(圖中為11 ns)，在小信號6 μA時，判決電平的建立時間5 ns。大信號判決電平的建立時間過長，不利于判決。可以減小峰值保持電容，加快充電速度。另外，可以考慮在限幅放大器輸入端加一個延遲單元，來抵消判決電平因建立時間過長而造成的影響。為減少第二個分組信號前幾個比特的丟失率，分組信號間的保護時間為20 ns。
圖4中細實線是限幅放大器反相輸出電壓波形，粗實線為相或信號。相或信號在接收信號為低電平時，在分組信號的間隙為高電平。經過或非門，消除了分組信號間隙的尖峰。在圖6中可以看到。這樣光電流從6 μA～600 μA的信號，經限幅放大器放大后，輸出幅度0.8 V的等幅電壓信號，脈沖寬度并沒有展寬。

1.25 Gb/s光突發模式接收機的設計