電動汽車800 V高壓電驅技術發展趨勢

800 V 高壓平臺有利于解決電動汽車充電慢、續駛里程短的難題，因此基于高壓平臺的800 V 電驅系統也成為行業研究熱點。主要從行業研究背景、用戶開發驅動力、關鍵核心技術、展望與總結多個方面，結合工程實際，總結了800 V高壓平臺電驅系統最新技術方案，為高端汽車電驅動產品和技術開發提供了全面指導，有效提升本行業對于800 V 高壓電驅動平臺技術的認知水平，同時為國產高品質電驅動產品開發提供設計理論支撐，創造可觀的社會和經濟效益。

1 引言

新能源汽車在推廣過程中，面臨續駛里程短、充電難、充電慢的問題，通過加大電流及提升系統電壓的方式提升充電效率，大電流會造成部件熱損失高，因此通過提高系統電壓成為提高效率的主流選擇。而電驅系統作為新能源汽車的核心部件，是體現汽車產品性能與核心競爭力的關鍵，當前國內外品牌如：大眾、寶馬、奔馳、比亞迪、吉利、長城等在高壓平臺方面都有所布局，基于高壓平臺的800 V 電驅系統也成為行業重點研究的關鍵技術。

本文主要從行業研究背景、用戶開發驅動力、關鍵核心技術方面總結了800 V電驅系統的發展趨勢和技術難點，從材料、工藝方面給出了高局部放電起始電壓（Partial Discharge Inception Voltage，PDIV）、耐電暈電磁線的絕緣方案，并總結電磁干擾、抑制軸承電流腐蝕的技術方案，旨在提升本行業對于800 V 高壓電驅動平臺技術的認知水平。

2 800 V高壓電驅技術發展趨勢

2019 年9 月4 日，保時捷發布首款純電動跑車—全新Tayca。其中，首批發布的車型版本為全新Taycan Turbo S 和全新Taycan Turbo，這2 款車型均為“保時捷E 驅高效動力”（Porsche E-Performance），代表保時捷純電動量產車Taycan 系列的最高性能。目前，常見的電動車系統電壓為400 V，全新保時捷Taycan 是第一款系統電壓達到800 V的量產車型。該車型采用雙電機四輪驅動配置（表1），其搭載了源自勒芒冠軍賽車919 Hybrid 的800 V 技術配合雙永磁同步電機與后軸兩速變速器，兼顧性能與續駛里程雙優的需求。800 V 三電系統電耗低，內置升壓器，提高持續輸出功率，增大充電功率，縮短充電時間，降低系統質量，前后驅動雙電機均采用交流永磁同步電機，采用HairPin發卡式繞組工藝，槽滿率高達70%，局部采用激光焊接。保時捷宣布Taycan 可以支持連續10 次以上的彈射起步，且不會出現轉矩輸出降額，其電機熱性能設計能力較好。

表1 保時捷Taycan電驅動系統技術指標

注：技術指標根據EDT 電驅時代和汽車先進技術整理，此款電驅有2 種形式逆變器，擴號內的轉矩和功率為600 A峰值輸出。

2020年12月2日，現代汽車集團全球首發了全新電動汽車專用模塊化平臺E-GMP（Electric-Global Modular Platform,E-GMP）。平臺采用800 V 電壓電氣架構，雙向充電，充電功率可達350 kW，18 min內即可充電80%，充電5 min 可行駛100 km。現代汽車表示，其集成充電控制裝置（Integrated Charge Control Unit,ICCU）是全球首個通過電機和逆變器將400 V 提升到800 V，實現以400 V 快速充電樁為800 V 電池穩定充電的專利技術。2021 年，采埃孚、比亞迪、吉利、北汽、長安、廣汽、東風、小鵬等相繼跟進發布800 V 高壓平臺架構，車型有望在2022 年陸續啟動量產。800 V高壓電驅動系統即將迎來爆發式增長。

3 800 V高壓電驅動系統需求分析

根據汽車之家調研數據，消費者不購買新能源汽車的前10 原因（TOP10）如圖1 所示[1]。消費者對保障續駛里程和充電便利性的關注度最高，續駛里程和充電是電動汽車應用的2大痛點。

圖1 新能源車輛使用問題匯總[1]

能源與交通創新中心（iCET）發布的《純電動汽車消費者調查報告》[1]顯示，超過50%的消費者希望續駛里程越高越好，38.9%的消費者認為實際駕駛工況下400～500 km 的續駛里程可以滿足日常需求，不必一味追求高續駛里程，對BEV 而言，典型的電量裝載值約為100 kW·h，如圖2所示。

圖2 消費者期望的續駛里程數據調查[1]

隨著電動汽車的普及，用戶對電動汽車的接受度和認可度逐步上升，對電動汽車的要求也逐步提高。用戶的主要訴求是充電快速便捷，像傳統汽車加油一樣，能夠很快找到充電設備并在15 min 之內完成快速充電。

在高壓電氣架構平臺下，功率不變前提下，續駛里程將增加、充電速度提升，電驅動系統也更易于實現高功率和大轉矩輸出，工況運行效率更高。在當前消費者的主要訴求邊界下，最合適的電壓等級是800 V，如圖3 所示。

圖3 高壓電氣架構的優勢及其電壓平臺的選擇

4 800 V電驅系統關鍵技術

常規汽車電驅動系統的標稱供電電壓等級為400 V，由400 V 提高到800 V 后，將面臨以下技術問題：

（1）800 V 高壓電驅動系統工作時過電壓峰值高，常規電子元器件、機械零部件、基礎絕緣材料及其結構工藝無法適應顯著提高的電應力危害；

（2）800 V 高壓電驅動系統輸出動力性、經濟性、電磁兼容性難以平衡兼顧，如何通過技術創新實現多維度、多學科、多領域的整體協同最優化；

（3）行業內絕大多數車企仍采用400 V高壓平臺，短期內我國很多地區的充電接口和充電樁不會快速換代，800 V電驅動系統如何兼容現有主流的400 V中壓平臺快充基礎設施是新能源汽車行業發展中需要解決的重要問題之一。

有必要針對800 V 高壓系統汽車電驅動場景，聚焦高可靠、高性能、高適應、高安全技術方向，深入研究高耐壓功率電子元器件選型、新型絕緣材料與工藝開發、高速軸承電腐蝕抑制、車規SiC 功率器件應用、Boost 調壓升壓器開發、高頻電磁干擾抑制、驅動充電一體化集成、升壓充電零轉矩控制、電容式電荷泵升壓器等系列核心技術（圖4）。

圖4 800 V高壓電驅動系統關鍵技術研發路徑

4.1 高耐壓功率電子元器件選型

電驅動系統的標稱母線電壓由400 V 提高到800 V后，電機控制器內部控制單元電路基本不變，而功率變換單元電路的各部分元器件及其印制電路板（Printed Circuit Board,PCB）的設計將完全不同。主要的元器件選型設計變化點見表2。

表2 400 V切換到800 V系統時功率電子元器件耐壓升級[2]

4.2 新型絕緣材料與工藝

由逆變器驅動的電機稱為變頻電機。變頻交流電機通過逆變器完成輸出電壓幅值、頻率的調制，逆變器按脈寬調制（Pulse Width Modulation,PWM）的方式完成。PWM 調制驅動時，逆變器輸出波形為不同脈寬的方波，對電壓進行調制使得電機繞組內通過的電流近似正弦電流。PWM 調制驅動一般采用絕緣柵極雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT）或金屬-氧化物半導體場效應晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET）功率器件，開關時間≤50 ns，PWM 輸出電壓方波的上升時間非常短（0.2～0.4 μs），電壓變化速率可達10 kV/μs，施加到電機繞組時會產生不均勻的匝間電壓分布，同時會在電機端部產生電壓行波的折射和反射現象，尖峰反射電壓疊加在高壓方波脈沖上，進一步導致電機端過電壓沖擊的出現。電機端電壓波形中存在尖峰，其峰值可達母線電壓的1.5～2倍，高電壓導致的高電場會導致局部放電（Partial Discharge,PD）的數量增加，最終導致擊穿。

相比傳統工頻正弦供電交流電機，工作在高頻陡上升沿方波電壓下的變頻電機面臨的電機絕緣問題更加復雜苛刻。一方面，高壓方波脈沖對定子繞組絕緣施加更高幅值的電壓沖擊；另一方面，脈沖頻率高達10 kHz，高頻作用加劇了介質損耗、局部放電、空間電荷對絕緣的老化作用。匝間絕緣是變頻電機絕緣系統的最薄弱環節。采用逆變器變頻驅動后，繞組匝間電壓可達工頻交流電源驅動的10倍以上[3-5]。

在高頻高壓方波脈沖電壓下，絕緣材料壽命預測的老化模型的研究還不成熟。Guastavino[6]對絞線進行壽命模型試驗，建立的電壓-頻率-熱多因子聯合老化壽命模型為，見式（1）。

式中，L(V,T,f)為絕緣材料壽命；V為電壓；f為頻率；n為溫度T的函數；C，m為與材料和試驗條件相關的系數[6]。

從式（1）可見，絕緣壽命與施加的PWM 電壓脈沖幅值、PWM載波頻率、環境溫度成反比例關系。

PWM 波形參數對局部放電特征參量的影響可以總結為表3。

表3 PWM波形參數對局部放電特征參量的影響[7-9]

高壓高頻方波脈沖下絕緣老化失效的過程可以分有、無局部放電2種情況分析。絕緣老化機理如圖5。

圖5 高壓高頻脈沖電壓下絕緣快速失效機理[7]

在800 V 電驅動系統中，為了抵抗不可避免的高頻PWM 脈沖對絕緣的破壞作用，必須在絕緣材料工藝、結構設計、濾波設計、系統集成等方面開展關鍵技術攻關。

4.2.1 絕緣材料的改進

必須尋找新型耐局部放電材料，目前存在2 種技術路線：高PDIV 電磁線，耐電暈電磁線。當前業內主流的2種先進電磁線技術路線對比見表4。

表4 2種耐局部放電電磁線技術路線[10-11]

4.2.2 絕緣結構和工藝的改進

絕緣結構的改進主要通過提高絕緣系統的PDIV水平、耐電暈水平、避免機械損傷（磨損、雜質、氣泡、彎折等），進而提高絕緣的可靠性。難點在于提高絕緣性能的同時保持較高的槽滿率。供電電壓提高到800 V 后，電氣間隙和爬電距離等絕緣配合的設計也要隨之調整加強[12-13]。

4.2.3 阻抗匹配與諧波抑制

常規應用情況下，電機端過電壓幅值與電機端和逆變器端的反射系數、PWM 脈沖上升時間、高壓連接電纜長度成正比。隨著電機和逆變器之間母排長度的增加，過電壓幅值增大，振蕩頻率減小，當母排長度增加到某一長度時，過電壓幅值大約為2 倍方波脈沖電壓，為抑制諧波，應盡量縮短高壓母排長度。為消除電機端電壓反射，可采用無源濾波技術，使得電機和逆變器之間的電纜和電機的特征阻抗匹配。有3種阻抗匹配方法：電機輸入端端增加一階電阻-電容電路（Resistor-Capacitance circuit，RC）濾波；逆變器輸出端增加電抗器（降dv/dt）；改變電纜特性參數以降低電機端電壓的振蕩頻率。為了抑制過電壓也可以在逆變器輸出端設置低通濾波器，降低輸出脈沖電壓的dv/dt，進而減少電機終端過電壓的幅值和高頻響應。

4.3 高速軸承電腐蝕抑制

現代PWM 變頻供電的電壓源逆變器輸出只有高、低電平2 種狀態。只有2 個輸出狀態時，不可能產生完全對稱的三相波形，因此會發生不平衡，在電機繞組和殼體地之間產生非常大的共模電壓，同時電壓幅值dv/dt?快速變化。這些因素通過多種路徑耦合導致新增多種形式的軸承電流，造成軸承電腐蝕。

4.3.1 容性軸承電流

由共模電壓分壓導致的軸承電壓引起，相比其他軸電流很小。

電機高頻等效電路如圖6所示，其中：

圖6 電機高頻等效電路

Cwf為高壓定子繞組與地電位定子鐵芯之間的電容，每相值；

Cwr為轉子表面與定子繞組之間，所有三相并聯的一個電容；

Crf為轉子表面與定子鐵芯表面齒頂氣隙之間的電容；

Cb為軸承油膜的電容；

vb為軸承電壓，定義為軸承內外圈之間的電位差；

vY?為電機繞組中性點對地電壓，也是共模電壓（三相電壓的算術平均值）。

軸承電壓計算公式如式（2），容性軸承電流計算公式如式（3）：

式中，vb為軸承電壓；vY為共模電壓；BVR?為軸承對地電壓和電機共模電壓的比值；Cwr為三相并聯電容；Crf為轉子與定子間電容；Cb為軸承油膜的電容；Ib?為容性軸承電流；dvb/dt為軸承電壓對時間的變化率。

4.3.2 靜電放電電流

共模源通過電容分壓器給軸承充電，當超過門檻電壓時會導致一個放電電流脈沖。

4.3.3 環流軸承電流

較高的相電壓變化率dv/dt?產生一個相當大的高頻電流，感生環形磁通，進而誘導產生一個高頻轉軸電壓，進而引起環流軸承電流[14-15]。

根據軸承電流的產生機理，軸承對地電壓和電機共模電壓的比值定義為BVR。電壓平臺由400 V 提高到800 V 后，共模電壓大幅提高，軸電流增大，軸承電腐蝕問題將更加突出。抑制軸電流的方法多種多樣，每種單獨的解決方法都各有利弊，單獨依靠某一個方法來根除軸承電腐蝕問題都存在局限性。可靠有效的解決方案是“消減、疏通、阻堵”相結合，綜合治理（圖7）。

圖7 軸承電流抑制技術

4.4 車規級碳化硅（SiC）功率器件應用

硅（Si）材料功率器件中越是高耐壓器件，單位面積的導通電阻也越大（以耐壓值的約2～2.5 次方的比例增加），因此600 V 以上的電壓中主要采用IGBT 等少數載流子器件（雙極型器件）。Si IGBT 通過電導率調制，向漂移層內注入作為少數載流子的空穴，因此導通電阻比Si MOSFET 還要小，但是同時由于少數載流子的積聚，在Turn-off時會產生尾電流，從而造成極大的開關損耗，由此產生的發熱會限制IGBT 的高頻驅動。

當電驅動系統的供電電壓等級提高到800 V后，需要隨之提高逆變器中使用的功率器件的耐壓到1 200 V。在這個電壓等級下，SiC MOSFET 相比Si MOSFET 相比SiIGBT更具綜合技術優勢，見表5。

表5 主流半導體材料的物理特性[16-17]

基于SiC 的固有材料特性，SiC MOSFET 具有高耐壓、低導通電阻、耐高頻、耐高溫4大特性優勢。

（1）SiC材料的絕緣擊穿場強是Si的10倍，因此與Si 器件相比，能夠以具有更高雜質濃度和更薄厚度的漂移層實現600 V以上的高耐壓功率器件（圖8）。

圖8 Si基功率器件與SiC功率耐壓對比[18-19]

（2）高耐壓功率器件的阻抗主要由漂移層的阻抗組成，在相同的耐壓值情況下，SiC 可以得到標準化導通電阻（單位面積導通電阻）更低的器件。理論上，相同耐壓的器件，SiC 的單位面積的漂移層阻抗可以降低到Si 的1/300。因此，不需要進行電導率調制，沒有必要再采用IGBT 這種雙極型器件結構（導通電阻變低，則開關速度變慢），就可以高頻器件結構的多數載流子器件（MOSFET）實現低導通電阻、高耐壓、高頻快速開關等各優點兼備的器件。SiC-MOSFET 與IGBT不同，不存在開啟電壓，所以從小電流到大電流的寬電流范圍內都能夠實現低導通損耗，見圖9。而且MOSFET原理上屬于單極器件，不產生拖尾電流，能夠明顯地減少開關損耗，并且實現散熱部件的小型化。

圖9 導通電阻的趨勢[20]

（3）SiC 帶隙較寬，是Si 的3 倍。禁帶寬度大的SiC 在高溫下漏電流并無顯著增加。考慮到SiC 器件本身損耗低，發熱小，熱導率也大幅高于Si材料，因此SiC功率器件即使在高溫下也可以穩定工作。

（4）SiC-MOSFET 能夠在IGBT 不能工作的高頻條件下驅動，從而也可以實現無源器件的小型化[18-19]。

SiC MOSFET 用于車載800 V 主驅逆變器時，與使用IGBT 相比，效率可以顯著提升，主要體現在逆變器的高扭矩和低轉速范圍，從而可使整車電耗減少6%[20]。

4.5 Boost調壓升壓器技術

升壓調壓器是混動電驅系統的關鍵技術，未來混動和純電動產品技術開發平臺模塊化，混動升壓器調壓上限極有可能達到800 V。升壓器布置在逆變器和動力電池之間，如圖10所示。該升壓器可將動力電池電壓升高，實現電機系統工作電壓在一定范圍內的動態調節，同時也可將逆變器端電壓降低后給動力電池充電。

圖10 雙電機升壓系統電氣原理[21]

電機系統增加升壓器后的主要優勢如下。

（1）電機系統輸出功率與電池電壓解耦：通過對電機系統工作電壓的按需調節，保證電機輸出功率不因電池電壓降低而跌落，且可通過提升系統輸入電壓，有效提升系統輸出功率能力；

（2）電機系統效率可進行電壓尋優，提升系統工況循環效率：電機系統工作電壓可以在較寬的范圍內進行動態調節，實現工況點和高效區的最優匹配[21]；

（3）降低電池額定電壓條件下電機輸出功率需求，有利于電機的小型化設計。

需要注意的是，配置升壓器的電驅系統，電機本體的設計應以升壓器最高輸出電壓作為系統最高工作電壓進行設計。同時，升壓器本身會帶來新的損耗，系統匹配和電壓尋優策略的優化設計對升壓器在系統中作用效果有直接影響。

4.6 高頻電磁干擾抑制

在Si基逆變器驅動的變頻交流電機應用中，由于逆變器PWM 輸出電壓方波脈沖的上升時間非常短（0.2～0.4 μs），對應的等效上限頻率為f=1/（π·trise），其對應的頻譜可以達到0.8～1.6 MHz。相比傳統工頻交流電機驅動高頻電磁干擾（Electro Magnetic Interference，EMI）問題已經顯現。

雖然800 V 系統中SiC MOSFET 的使用能夠顯著地提高系統效率和功率密度，但由于寬禁帶半導體器件具有更快的開關速度并工作在更高的開關頻率下，意味著系統中的dv/dt和di/dt更高，進一步加劇了高頻電磁干擾。SiC 基逆變器實際運行過程中產生的EMI比傳統的Si基逆變器更為嚴重。

通過分析電機驅動系統的共模EMI 和SiC MOSFET 開關行為之間的關系發現：開關頻率是影響系統共模EMI 的主要因素，開關頻率越高，高頻干擾越強；開關時間對低頻段的頻譜沒有影響，在高頻段開關時間越短，系統EMI 的頻譜幅值也越大；供電母線電壓越高，系統EMI 頻譜高頻諧波的幅值越大，諧波成分越豐富。

國內外學者主要從干擾源、干擾傳播路徑和受擾設備3方面考慮來抑制電磁干擾（圖11）[22-23]。

圖11 EMI抑制策略[22-23]

改變SiC MOSFET 的開關特性對于系統高頻EMI的影響顯著。通過優化門極驅動電阻的阻值，調節開關速度，可以在保證系統效率的前提下，降低高頻EMI 強度；通過適當地調節開關頻率，可以在保證系統高功率密度的基礎上，全面減小系統運行過程中產生的EMI；通過在電路中加入電阻-電容電路吸收回路，能夠有效抑制高頻開關振蕩，緩解系統高頻EMI強度[24]。

合理設計增加EMI 濾波器配置，也可顯著降低系統EMI 強度。在EMI 濾波器的設計過程中，應充分考慮：濾波器插入損耗、磁性元件特性以及共模扼流圈寄生參數等諸多因素。例如，文獻[25]設計了一款面向SiC逆變器應用的EMI濾波器，如圖12所示。

圖12 EMI濾波器拓撲及參數[25]

電機控制PWM 策略對EMI 強度也有影響。研究結果表明，通過隨機PWM 控制策略，能夠降低EMI 強度，但會增大系統損耗及電流紋波[24]。

4.7 驅動充電一體化集成及其控制

比亞迪提出了基于復用功率器件的三相四線制電機升壓充電系統架構實現升壓充電的方法。在功率電路拓撲結構設計上，將電驅動系統和直流升壓充電系統深度融合，復用逆變器三相橋臂和電機三相繞組組成典型的Boost 升壓電路，通過三相橋臂斬波控制泵升充電樁電壓后給動力電池充電。通過電機中性點引出線配合繼電器-電感-電容電路實現驅動和充電工況分時復用，見圖13。

圖13 比亞迪大功率電機升壓充電拓撲電路[26-28]

采用驅動充電一體化的高壓拓撲架構，避免了配備獨立的升壓直流變換器帶來的成本短板，卻也同步帶來了電機損耗增加和充電過程扭矩輸出安全的問題。需綜合運用功率模塊三相橋臂同相和錯相協同控制技術，解耦控制三相電流和電機中性線電流。在充電啟動時運行于錯相位控制模式，抑制電機中性線紋波電流幅值，降低電磁干擾；在充電過程中運行于同相位控制模式，抑制電機三相紋波電流頻率和幅值，降低電機定轉子的鐵心損耗。同時，通過基于三相電流精確檢測的實時扭矩估算方法，確保電驅動系統升壓充電過程中零扭矩輸出功能安全。

華為也采用電機繞組和功率器件復用思路提出驅動充電一體化集成技術方案[29]。

4.8 電荷泵式獨立升壓器

保時捷Taycan 獨立配置了電荷泵升壓器，也稱為開關電容式電壓變換器，是一種利用所謂的“泵送”電容，而非電感來儲能的直流變換器。基本原理是通過電容對電荷的積累效應產生高壓，使電流由低電勢流向高電勢。即給電容充電后，將電容從充電電路斷開以隔離充進的電荷，然后連接到另一個電路上，傳遞剛才隔離的電荷。電荷泵升壓功能以往在很多低壓微控制單元（Microcontroller Unit，MCU）芯片上有應用。

電荷泵采用電容為開關和儲能元件，與采用電感作為儲能元件的電感式升壓器相比，電荷泵的主要優點如下：高效率，體積小，低靜態電流，輸出電壓調節范圍寬，低電磁干擾，硬件電路簡單。同時，電容的集成比電感的集成更為容易和廉價。

如圖14為2倍升壓比電荷泵升壓器。Uo=2Ui。在800 V 系統實際充電中，假設需求的充電電壓為900 V，則只需對充電樁發送請求實際需求電壓的1/2（即Ui=450 V），然后通過電荷泵將充電樁電壓升高即可得到Uo=900 V 的充電電壓。因此實現兼容市面上的普通快充樁。