1 概述

隨著現代通信設備的迅速發展,特別是微電子技術的發展,伴隨著各種電源的發展,各種各樣的 PWM型直流變換器集成控制器也不斷出現,這使開關穩壓電源的元件數量大幅度減少。這不但使開關穩壓電源的可靠性提高,而且還能簡化開關穩壓電源的設計計算,使開關穩壓電源更便于生產和維護。

本文針對當今比較流行的一款電源控制器ＰＷＭ芯片進行了分析。

2 工作原理

芯片的原理框圖如圖1。內部電路主要由10部分組成：振蕩器、PWM比較器、限流比較器、過流比較器、基準電壓源、故障所存器、欠壓啟動電路、欠壓鎖定、PWM鎖存器和輸出驅動器。

2.1 振蕩器

芯片工作時，振蕩器為電路提供方波，是電路最關鍵的一部分電路。方波的產生由鋸齒波輸入比較器得出，鋸齒波上升沿的斜率由 R t 和Ct決定，確定R t 和Ct的方法是：首先根據求得的最大占空比Dmax選擇Rt Rt，再根據要求的頻率以及R t 和Dmax選擇Ct。計算公式為
Rt=3V/[（10mA）（1－ Dmax）]
Ct＝1.6×D max/( R t×F) R t 的最佳值應為1Ω到10kΩ；Dmax應小于70%。圖2是 R t 和Ct與頻率f的關系。


2.2 上升沿封鎖

本芯片采用固定頻率脈寬調制，兩個輸出端可同時輸出脈沖，輸出脈沖的頻率與振蕩器頻率相等，脈沖占空比可在0到100%內調整。兩個輸出端交替輸出脈沖。為了限制最大占空比，在振蕩器放電期間，內部時鐘脈沖對兩路輸出進行封鎖。在時鐘的下降沿，輸出端為高電平。輸出脈沖的下降沿由脈寬調制比較器，限流比較器和過流比較器聯合控制。通常，脈寬調制比較器檢測出斜波電壓與控制電壓的交點，并且在該交點處終止輸出脈沖。因為采用了上升沿封鎖，在脈沖前沿的一定時間內，脈寬調制比較器不起作用。這樣，開關電源的固有噪聲就能被有效地控制。同時由于采用了輸出脈沖上升沿封鎖，脈寬調制器的斜波輸入就不需要再經過濾波。上升沿封鎖也是用于限流比較器。上升沿封鎖之后，如果限流（1LIM）腳的電壓超過1Ｖ，輸出脈沖就終止。但是，過流比較器不能采用前沿封鎖，這樣，就不會因為前沿封鎖而延長保護時間，從而可以及時捕捉過流故障。在任何時間，只要限流（1LIM）腳的電壓超過1.2V，故障閉鎖就起作用，從而使輸出端變為低電平。

2.3 欠壓鎖定、軟啟動以及故障處理

軟啟動是通過軟啟動（SOFT　START）腳的外接電容實現的。接通電源后，軟啟動腳外接電容放電，該腳處于低電平，誤差放大器輸出低電平，開關電源無輸出電壓。

啟動腳外接電容充電時，誤差放大器輸出電壓逐漸升高，直到閉環調節功能開始工作，開關電源輸出電壓逐漸升高到額定值。一旦電流（1LIM）腳的電平超過1.2V，故障鎖存置位輸出腳變為低電平，同時，軟啟動腳外接電容以250μA的電流放電。在軟啟動電容放電以后，限流腳電平降到1.2 V以下時，故障鎖存器就不再輸出脈沖，這時，故障鎖存器復位，芯片開始軟啟動過程。在軟啟動期間， 萬一故障鎖存器置位，輸出會立即終止。但是軟啟動腳外接電容在充足電之前不會放電。這樣，在故障連續出現的情況下，輸出就會出現一個間斷期。

2.4 電流輸出電路

芯片推拉式輸出電路的每個輸出端都可輸出峰值為2A的電流。該輸出電流在20ns內可使1000pF電容兩端的電壓上升15V。采用獨立的集電極電源和功率地線腳，能夠減小大功率門極驅動噪聲對集成電路內模擬電路的干擾。每個輸出端（OUT）到集電極電源和地線之間都應加入一只3A的肖特基二極管，該二極管可以將輸出電壓的幅值鉗位在電源電壓。這對于任何電感性和電容性負載都有必要。應當指出，該芯片采用的二極管不是一般的二極管，而是肖特基二極管，因為要求二極管的壓降很低，大部分3A肖特基二極管均可以滿足這一要求。

3 振蕩器電路及分析

這部分的具體電路如圖3。本電路主要是實現振蕩器的功能。振蕩器在開始工作時,out2的電壓為零，左邊是由三個三極管Q6、Q7、Q8組成的恒流源,對其外接電容 Ct充電。此時out2的電位開始上升，out2的電位與Q4的基極的電位進行比較。如果out2的電位高，則Q4截止，out1輸出的方波為高電位, 此時Q12管的基極電位也升高到足夠讓Q12管開始導通,并對 Ct電容開始放電；如果out2的電位低于Q4管的基極電位，則Q4管導通，此時out1輸出為低電位，Q12管的基極電位比較低，Q12管截止,不對 Ct放電；Q6、Q7、Q8管組成的恒流源繼續對電容 Ct充電,out2的電位繼續升高,最終使電位高于Q4基極電位。out1的電位輸出為高電平，Q12管導通并截止對 Ct的充放電，使得在out2處產生鋸齒波,out1處輸出方波。本文使用PSPICE軟件對電路進行模擬分析時產生的波形如圖4。


本芯片的振蕩器設計時使用了很多恒流源，因為恒流源的直流電阻很小，而交流電阻很大，從而使振蕩器在工作時，流過主要支路的電流穩定。交流電阻大，可使電流流過電路元件時產生的壓降變化很小（電路電流為μA級）。Q17、Q19、 R16、R17在out1輸出為高點平時為Q12的基極鉗位，使之達到足夠高的電位來導通Q12。外接電阻Rt 的大小直接影響Q15集電極電流的大小，從而達到控制Q6、Q7、Q8組成的恒流源對外接電容 Ct充電電流的大小。電流越大，對電容充電的時間越短，產生鋸齒波的周期也越短。R11、R 12、R13、R14 電 阻都為小值電阻，在版圖設計時應該做得極為精確，因為是由它們共同決定Q12發射極的電位。電阻R6、R 15對Q11的基極進行鉗位，使Q11管處于永遠導通狀態，此時的Q13也為導通狀態。流過 Q13發射極的電流為在Q12管截止時的Q21、Q18工作提供電流。

4 電路及工作原理

振蕩器的電路如圖5。它由Q1、Q2組成雙閾值比較器，Q1的基極與一個恒流源及外接電容C t相連；Q2的基極Ａ點電位受Q1的截止和導通控制，交替在高、低電平間轉換。當Q1截止時，Ａ點為高電平；當Q1導通時，Ａ點為低電平。由Q3、 Q4、Q5組成一個嚴格對稱的精密威爾遜恒流源，其參考電流受５腳外接電阻 Rt控制，其工作過程如下：開始工作時（ t＝０），電容Ct上的電壓VC t＝０＝VbQ1＜Vb Q2，從而使Q1截止，Q2、Q3導通，A點電位為高電平，Q4、Q5、Q6截止，恒流源給Ct充電；當VC t升至高電平后，Q1導通，Q2、Q3截止；A電位低電平，Q4、Q5、Ｑ6 導通，Ct通過Q4放電，VC t下降。當VCt下降至低電平時，Q1截止，Q2導通，比較器翻轉并如此循環。圖5中out3得到的鋸齒波和圖2中out2振蕩器產生的鋸齒波相同,圖5中out1輸出的波形和圖 2中out1處產生的方波相同，結果證明設計是可行的。


5 結論

最終的振蕩器的簡化設計電路經過模擬得出的結果和本文分析的芯片中的振蕩器相比,雖然可以實現同樣的功能,但是產生的鋸齒波的最高頻率和芯片中振蕩器產生的鋸齒波的最高頻率相比，還有一定的差距。