文中研制了一套模擬并網發電系統，實現了頻率跟蹤、最大功率跟蹤、相位跟蹤、輸入欠壓保護、輸出過流保護、反孤島效應等功能；采用Atmega16高速單片機，實現了內部集成定時、計數器功能；利用定時器T／C2的快速PWM功能，實現SPWM信號的產生；采用T／C1的輸入捕獲功能，實現了頻率相位監測和跟蹤以及對失真度、輸入電壓、輸出電流等物理量的檢測與控制。

1 整體方案設計

設計采用Atmega16單片機為主體控制電路，工作過程為：與基準信號同頻率、同相位正弦波經過SPWM調制后，輸出正弦波脈寬調制信號，經驅動電胳放大，驅動H橋功率管工作，經過濾波器和工頻變壓器產生于基準信號通頻率、同相位的正弦波電流。其中，過流、欠壓保護由硬件實現，同步信號采集、頻率的采集、控制信號的輸出等功能，均由Atmega16完成。系統總體設計框圖如圖1所示。

圖一：系統樞圖

2 硬件電路設計

分為DC／AC驅動電路、DC／AC電路和濾波電路3部分和平滑電容C1，電路原理如圖2所示。

圖二：ACDC轉換電路

是由R1、R2、R3、R4、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4組成，其中P3和P4是控制信號輸入端，R3和R4為限流電阻。集電極的電流直接影響波形上升沿的陡峭度，集電極電流越大輸出的波形越陡峭。因為R2和R1與集電極pn節的寄生電容形成了一個RC充放電的時間常數，集電極pn結的寄生電容無法改變，只有通過改變R1和R2的值來改變時間常數，所以R1和R2值越小，Q3和Q4的集電極電流就越大；RC的充電時間常數越小，波形的上升沿越陡峭，而增加集電極電流，會增加系統的功耗，權衡利弊選擇一個合適的值。其次，射級pn結的寄生電容也會影響Q3和Q4的關斷時間和波形上升沿的陡峭度。所以在驅動電路中各加了一個放電回路，即拉地電阻R5和R6，R5和R6的引入，加快了Q3和Q4的關閉速度，這樣就使集電極的波形更陡峭。同樣在保證基極射極pn不損壞的條件下，基極的電流也是越大越好，但也會帶來損耗問題，權衡利弊選擇一個合適的值。關于兩個電阻的取值，這里假設三極管的放大倍數為β，基極電流Ib，集電極電流Ic，流過R5的電流為I5，流過R3的電流為I3，R3的壓降為V3，驅動信號為V，R5的壓降為V5，有

實際中R3和R5應該比計算值小，這樣是為了讓三極管工作在飽和狀態，提高系統穩定性。

2．2 DC-AC電路

是由兩只p溝道MOSFET。Q1、Q2和兩只n溝道MOSFET Q5、Q6組成。在這里沒有采用4只n溝道MOSFET，原因是驅動電路復雜，如果采用上面的驅動電路接近電源的兩個導體管不能完全導通，發熱量為接近地一側導體管4倍以上，功耗增加，所以采用對管逆變即減小了功耗，而且驅動電路簡單。通過控制4個導體管的開關速度再通過低通濾波器即可實現DC／AC功能。

2．3 濾波電路

兩個肖特基整流二極管1N5822為續流二極管，這里為防止產生負電壓，C2、C3、C4、C5、L1、L2組成低通濾波器，其中C5、C6為瓷片電容，C2、C3用電解電容，充放電電流可以流進地，L1、L2為帶鐵芯的電感，帶鐵芯的電感對高頻的抑制比空心電感更好，電感值更高。關于參數的選取和截止頻率的計算如下

3 采樣電路

3．1 電流采樣電路的設計

由于終端負載一定，所以電流采樣實際等同于一個峰值檢測的過程，此電路實際是一個峰值檢測電路，P3為信號的2個輸入端，調整R10，R11和R17、R18取值來實現峰值測功能，電路中的阻值并不準確，需要實際中根據信號的幅值來調整R10、R11和R17、R18阻值和比值。R14、R15、R19、R20的電流為模擬比較器內部偏置電流的10倍以上，電阻的阻值盡可能大，這樣既減小了功耗也保證了系統的穩定性。Y3采用模擬比較器LM393，LM393內部為開集電極輸出，應用的時候輸出端要接一個上拉電阻，電路如圖3所示。

圖三：電流采樣電路

3．2 MPPT采樣電路