與氮化鎵和碳化硅一樣重要的是讓我們獲得更快、更小的功率轉換設備，無源元件（變壓器）也取得了類似的進步。長期以來，更高的工作頻率意味著更小的磁性元件和電容器，這僅僅是因為每個周期所需的能量存儲量減少了。在總功率相同的情況下，每秒能量單位越多，所需的單位越小。

電流互感器用于電源中的控制、保護、檢測或測量。電流模式控制需要測量峰值電流并做出相應的響應。保護通常與過流限制有關；檢測是知道負載或電源正在使用電流；最后，在需要功耗時使用測量。

與其他傳感方法相比，電流互感器具有許多優勢。它們提供電流隔離，可輕松實現高側感測；與電阻器相比，它們的功耗非常低，尤其是在大電流下；它們具有高輸出信號，可提供更好的抗噪性；電路簡單，無需運算放大器；單個初級可以集成到封裝中；它們堅固而緊湊；它們是 SMT 就緒的。

圖 1：電流互感器的等效電路。初級側的串聯元件用虛線表示它們沒有顯著影響。磁化電感和磁芯損耗顯示在次級側，因為在那里可以測量它們。在操作中，它們被反射并影響初級側，但凈影響是相同的：不理想的電流傳輸。

電流互感器現在可提供基于 EE5 和 EE4.4 磁芯（如 WE-CST 系列）的緊湊尺寸，具有許多標準匝數比。雖然常見的匝數比與較大的電流互感器相同，但小尺寸顯著降低了繞組自電容，將工作頻率范圍擴展到兆赫茲區域，如圖 2 所示。

圖 2：圖表顯示了磁化電感、繞組自電容和磁芯尺寸如何影響電流互感器的工作頻率范圍。黑色 = 7492540100-EE13；紅色 = 749251100-EE5；灰色 = 749252100-EE4.4；所有 1:100 匝數比，100Ω 負載，歸一化輸出電壓。

圖 3：勵磁電流 (Iex)，即磁化電流 (Im) 和磁芯損耗電流 (Ic) 的矢量和，將電流從測量電流 (Is) 轉移開。影響發生在初級側，但我們無法在那里進行測量。串聯二極管可防止復位電壓出現在輸出端。

圖 4：壓降是由增加通過繞組電阻 (V = IR) 的勵磁電流產生的電壓降造成的。

缺點是磁化電感較低，這會影響低端工作頻率，在為應用選擇部件時必須考慮。如圖 3 所示，磁化電流 (I m ) 和磁芯損耗 (I c ) 結合形成勵磁電流 (I ex )，將電流從負載電阻轉移，用于將電流轉換為電壓以進行測量。這設置了低頻限制。

除了由于勵磁電流導致的輸出略低于匝數比所指示的問題外，下垂也是一個考慮因素。在脈沖應用中，在脈沖開始時，勵磁電流為 0 并隨時間（脈沖持續時間）線性增加。這種增加的電流乘以繞組電阻會產生增加的電壓降，從而降低輸出；這稱為下垂。使用電流互感器檢測峰值電流時，下垂必須小于上升的峰值電流，否則無法檢測到峰值。

由磁化電感和下垂引起的差異可以在圖 5 中看到，該圖顯示了來自相同設置但使用兩個系列電流互感器的波形。749251050 系列使用 EE5 內核，而 749252050 系列使用較小的 EE4.4 內核。次級電感為 500 μH min。對于較大的變壓器和 205 μH min。對于較小的，均使用 1N4934 二極管和 20 Ω 的負載電阻。然而，較小變壓器略低的輸出可以通過負載電阻值的輕微調整（增加）輕松補償，以完全匹配波形。

圖 5：在不連續模式反激電路中相同工作條件下兩種變壓器尺寸的比較。中間軌跡是測得的電流。頂部軌跡是次級繞組兩端的電壓，按比例 (5 V/div) 顯示復位脈沖。底部走線是柵極驅動。

圖 6：使用各種二極管的復位響應?？焖俸统焖俣O管（黑色 — 1N4934，trr = 200 ns，Vreset ≈ 12 V）提供平滑、及時的響應。齊納二極管（紅色 — 1N5245B，trr ≈ 600 ns，Vreset ≈ 14 V）具有更多延遲但受控電壓。信號二極管（灰色 — 1N4148，trr = 4-8 ns，Vreset ≈ 21 V）速度快、噪聲大、電壓大，所有這些都會產生 EMI 噪聲。（來源：伍爾特電子）

較大的復位脈沖源于 EE4.4 設計的較大漏電感。在該產品系列中，單匝初級模制在線圈架的底座中，將繞組彼此相鄰放置，而不是放在更有利的同心位置。這導致更多的能量存儲用于復位。

在更高的工作頻率下，單極脈沖在開關電源中很常見，因此在下一個周期開始之前復位內核非常重要。這是由串聯二極管引起的，需要快速 (t rr ?< ~200 ns)、超快 (t rr ?< ~50 ns) 或齊納二極管以更精確地控制復位電壓。軟恢復是首選。

真正快速的信號二極管（如 1N4148）可能太快了，因為它們會產生更大的電壓和更粗糙的邊緣，這會導致 EMI 噪聲。肖特基二極管可能受到額定電壓的限制。幾個二極管的響應如圖 6 所示。應該注意的是，二極管是必要的，以防止負復位脈沖進入控制器，在那里它會損壞它。

電流互感器選擇的三個簡單步驟是：

確定匝數比

計算磁通密度或 Vμs 額定值

計算由磁化電流引起的誤差

初始參數將由您的應用程序確定。

讓我們使用：

控制器的最大電流信號（電壓，? V S）：1 V

最大一次電流（我P）來衡量：5甲

工作頻率 ( f ) 和最大占空比 ( DC )：500 kHz，0.45

負載電阻中的功耗 ( P Rb )：0.062 W (1/16 W)

根據給定的檢測電壓和功耗確定匝數比。

因此，通過組合，我們可以確定一個負載電阻（R b），

次級電流（I S），

最后，匝數比 (N P /N S )。

在計算 Vμs 額定值時，它需要小于變壓器的額定值，后者基于峰值磁通密度 (B)、次級匝數 (N s ) 和磁芯橫截面積 (A e )。請注意，制造商使用不同的 B 值來計算他們的伏時積。您應該瞄準一個低值，理想情況下小于 0.2 T。串聯二極管的電壓降 (V f ) 變化很大，在此處添加為 1 V，因為它增加了線圈兩端的電壓，這將影響通量等級。它不會影響檢測電流或負載電壓。

查看 EE4.4 尺寸系列的可用電流互感器列表，額定電流為 7 A、匝數比為 1:100 且額定 Vμs 為 28.8 的 749252100 很容易滿足要求。

要找到磁化電流的誤差，首先使用最大占空比 (DC) 和頻率 (f)、負載電壓 (V b )、串聯二極管電壓降 (V f ) 和次級電感 (大號米）。然后除以理想的傳輸次級電流 (I ST )，

其中?，對于 749252100 變壓器，L m = 820 μH 最小值。因為電感被指定為最小值，所以實際誤差會更小。

如果精度不夠，不使用更大變壓器的簡單解決方案是通過按比例增加負載電阻來補償——在本例中為 21 Ω。這不會顯著影響功耗或所需的 Vμs。

微型表面貼裝電流互感器（例如 WE-CST EE4.4 系列）現已推出，適用于您的高頻 GaN 功率轉換器。它們至少與檢測電阻一樣小、耗散的功率更少、在更高的電流下工作、提供電流隔離（這意味著在電路中的放置自由），并提供更強、更抗噪聲的檢測電壓，而無需任何額外的電路，如運算放大器。輸出可以輕松組合，甚至可以測量直流電流。

審核編輯：湯梓紅