隔離的驅動電路

　　（1）正激式驅動電路

　　電路原理圖如圖3（a）所示，N3為去磁繞組，S2為所驅動的功率管。R2為防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個阻尼電阻。因變壓器漏感較小，且從速度方面考慮，一般R2較小，故在分析中忽略不計。其工作波形分為兩種情況，一種為去磁繞組導通的情況，見圖4（a）;一種為去磁繞組不導通的情況，見圖 4（b）。

　　等值電路圖如圖3（b）所示，脈沖變壓器的副邊并聯(lián)—電阻R1，它做為正激式變換器的假負載，用于消除關斷期間輸出電壓發(fā)生振蕩而誤導通，見圖5。同時它還可作為功率MOSFET關斷時的能量泄放回路。該驅動電路的導通速度主要與被驅動的S2柵、 源極等效輸入電容的大小、S1的驅動信號的速度以及S1所能提供的電流大小有關。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化電流越小，U1 值越小，關斷速度越慢。

　　該電路具有以下優(yōu)點：①電路結構簡單可靠，實現(xiàn)了隔離驅動。②只需單電源即可提供導通時正、關斷時負壓。③占空比固定時，通過合理的參數(shù)設計，此驅動電路也具有較快的開關速度。該電路存在的缺點：一是由于隔離變壓器副邊需要一個假負載防震蕩，故該電路損耗較大;二是當占空比變化時關斷速度變化加大。脈寬較窄時，由于是貯存的能量減少導致MOSFET柵極的關斷速度變慢。表1為不同占空比時關斷時間toff（驅動電壓從10伏下降到0伏的時間）內(nèi)變化情況。

　　（2）有隔離變壓器的互補驅動電路

　　如圖6（a）所示，V1、V2為互補工作，電容C起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。導通時隔離變壓器上的電壓為（1－D）Ui、關斷時為DUi，若主功率管S可靠導通電壓為12V，則隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/（1－D）/Ui。為保證導通期間GS電壓穩(wěn)定C值可稍取大些。實驗波形見圖7（a）。該電路具有以下優(yōu)點：

　　①電路結構較簡單可靠，具有電氣隔離作用。當脈寬變化時，驅動的關斷能力不會隨著變化。

　　②該電路只需一個電源，即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關斷所驅動的管子時提供一個負壓，從而加速了功率管的關斷，且有較高的抗干擾能力。

　　表1不同占空比時toff的變化情況

　　但該電路所存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時，負向電壓小， 該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時驅動電壓正向電壓小于其負向電壓，此時應該注意使其負電壓值不超過MOSFET柵極的允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場合。

　　6（b）為占空比大于0.5時適用的驅動電路，其中Z2為穩(wěn)壓二極管，此時副邊繞組負電壓值較大，Z2的穩(wěn)壓值為所需的負向電壓值，超過部分電壓降在電容C2上，其實驗波形見圖7（b）。

　　（3）集成芯片UC3724/3725構成的驅動電路

　　電路構成圖如圖8所示。

　　其中UC3724用來產(chǎn)生高頻載波信號，載波頻率由電容CT和電阻RT決定。一般載波頻率小于600kHz，4腳和6腳兩端產(chǎn)生高頻調制波，經(jīng)高頻小磁環(huán)變壓器隔離后送到UC3725芯片7、8兩腳經(jīng)UC3725進行解調后得到驅動信號，UC3725內(nèi)部有一肖特基整流橋同時將7、8腳的高頻調制波整流成一直流電壓供驅動所需功率。

　　一般來說載波頻率越高驅動延時越小，但太高抗干擾性變差;隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越小，UC3724發(fā)熱越少，但太大使匝數(shù)增多導致寄生參數(shù)影響變大，同樣會使抗干擾能力降低。故根據(jù)實驗研究得出：對于開關頻率小于100kHz的信號一般取（400～500）kHz載波頻率較好，變壓器選用較高磁導如5K、7K等高頻環(huán)形磁芯，其原邊磁化電感大小約1毫亨左右為好。 這種驅動電路僅適合于信號頻率小于100kHz場合，因信號頻率相對載波頻率太高的話，相對延時太多，且所需驅動功率增大，UC3724和UC3725芯片發(fā)熱厲害溫升較高，故100kHz以上開關頻率僅對較小極電容的MOSFET才可以。對于1kVA左右開關頻率小于100kHz場合，它是一種性能良好的驅動電路。該電路具有以下特點：單電源工作，控制信號與驅動實現(xiàn)隔離，結構簡單尺寸較小，尤其適用于占空比變化莫測或信號頻率也變化的場合。

　　結語

　　本文介紹的幾種MOSFET驅動電路均有以下優(yōu)點：結構較簡單可靠;單電源工作;適用于中小功率開關電源。以上電路均已應用到不同功率的實際開關電源的原理樣機中，經(jīng)過了實驗的檢驗。