簡介

　　隨著汽車啟停技術（空閑狀態自動關閉引擎）應用的普及，越來越多的車載系統要求能夠工作在較低的輸入電壓，低壓輸入往往發生在熱啟動（電池電壓低于6V）或冷啟動（電池電壓低于3V）條件下。圖1介紹了常見的汽車系統供電架構方案。

　　在一些主電源為3.3V的供電系統中，前端采用低壓差的buck轉換器即可滿足要求（CASE 1）。需要時，可以選擇一路boost轉換器將3.3V升壓到5V （例如為CAN總線收發器供電）或更高電壓（CASE2）。有些系統采用5V或更高電壓供電，此時需要在前端進行“預升壓”，保證buck的輸入電壓不會低于指定電壓（CASE 3），本設計適用于后者。

　　圖1. 汽車電源方案。

　　汽車設計中，低電磁輻射也是一項重要的考核指標，特別是在敏感的AM頻段。本設計中，電源的開關工作頻率遠高于AM頻段（例如：開關頻率在1.71MHz以上，位于MW頻段的高端），進而解決了干擾問題。較高的開關頻率也有助于減少系統尺寸，降低外圍元件的成本。

　　圖2是開關電源的原理圖，MAX15005升壓控制器與MAX16952降壓控制器相組合，配合外圍電路提供合理的車載系統供電方案。兩款IC均同步到控處理器或專用IC提供的外部2MHz時鐘，便于優化電源的開關頻率。電池正常供電的條件下，MAX15005不工作，通過MAX16952提供穩定的8V OUTB電壓。冷啟動時，由于電池電壓降低，則通過MAX15005提升節點OUTA的電壓，確保MAX16952提供穩定的8V OUTB電壓。兩款IC的高可靠性，可以滿足汽車環境中高達40V的拋負載。該方案已經通過測試，在OUTB節點提供高達20W的輸出功率 （8V@2.5A）。更換外圍電路，可以獲得更高的輸出功率。

　　圖2. 開關電源原理圖。

　　MAX16952的外圍元件

　　1、輸出電壓和開關頻率

　　為了在OUTB端獲得穩定的8V輸出，需要合理選擇反饋分壓電阻（R22和R21）。選擇R22 = 51KΩ （MAX16952數據資料推薦低邊電阻R22?< 100kΩ），R21根據下式計算：

　　（式1）

　　式中，VFB = 1V （典型值）。

　　選擇標準阻值R22 = 360kΩ ，典型輸出電壓為：

　　（式2）

　　假設阻值誤差為1%，最小和最大OUTB輸出電壓為：

　　（式3）

　　（式4）

　　其中，VFB（MIN） = 0.985V，VFB（MAX） = 1.015V。

　　按照規格書推薦，外部時鐘頻率必須高于MAX16952內部時鐘頻率的1.1倍。由于我們采用2MHz外部時鐘同步MAX16952的開關頻率，須合理選擇內部振蕩器阻抗R16，控制內部開關頻率《1.8MHz。本設計中，R16選擇為30kΩ。為確保MAX16952開關頻率固定在2MHz，必須避免發生電壓跌落。MAX16952只有在關斷時間（tOFF）》100ns （典型值）時，才可避免電壓跌落的情況，這意味著系統不能超出最大占空比：

　　（式5）

　　考慮到降壓轉換器的效率為90%，保證工作在2MHz固定開關頻率的最小輸入電壓（OUTA）是：

　　（式6）

　　這意味著OUTA電壓不能低于11.11V閾值。為保證OUTA電壓始終高于11.11V，當電池電壓（IN節點）低于11.5V時，需要開啟MAX15005工作（考慮到L1、D2肖特基二極管的壓降，留出大約390mV的裕量）。

　　達到40V拋負載峰值電壓時，OUTA達到其高壓點，MAX16952必須將輸出電壓穩定在8V。因此，發生拋負載期間，MAX16952占空比為：

　　（式7）

　　MAX16952的最小開啟時間（tON）為80ns，因此最小占空比（2MHz開關頻率下）為：

　　（式8）

　　0.16最小占空比可確保拋負載條件下（輸入電壓高達40V時）提供穩定的8V輸出。

　　2、電感和電流檢測

　　圖3. MAX16952電感電流。

　　使用大電感可以降低電感電流峰值，提高降壓轉換器的效率；但也占用更大的電路板（PCB）面積，降低負載調整率。一種可以接受的折中方法是選擇適當的電感值，使LIR （電感AC電流峰-峰值與DC平均電流的比值） ≤ 0.3。基于圖3，利用下式計算：

　　（式9）

　　（式10）

　　（式11）

　　根據以上方程組，可以得到電感計算公式：

　　（式12）

　　由此，常規條件下（OUTA = 12V）滿足LIR ≤ 0.3的最小電感值為：

　　（式13）

　　選擇標準電感L2 = 2.2μH，LIR = 0.24，電感峰值電流為：

　　（式14）

　　當測流電阻R20的電壓達到68mV （最小值）時，達到電流上限。為了留出一定裕量，選擇檢流電阻時，應使電感電流達到峰值（IPEAK）時，檢流電阻的壓降是電流門限的60%：

　　（式15）

　　R20選擇為15mΩ標準電阻。

　　MAX15005的外圍元件

　　1、UVLO閾值

　　選擇MAX15005升壓轉換器外圍元件的第一步是確定UVLO閾值，通過選擇輸入IN、ON/OFF、GND之間的分壓電阻設定欠壓門限。本設計當輸入電壓《 5V時，關閉MAX15005，假設冷啟動期間能夠保持在較高電壓。選擇R5 = 100kΩ，利用下式計算R4：

　　（式16）

　　R4選擇為300kΩ標準電阻。

　　2、過壓輸入（OVI）

　　按照前面有關MAX16952的討論，OUTA不能低于11.11V，以保持MAX16952的最小壓差要求。考慮到該電壓閾值，以及L1、D2產生的壓降，MAX1005必須在輸入電壓低于11.5V時開啟。而為了優化效率，正常輸入電壓（IN=12V）下，MAX15005必須關閉。

　　為了達到這一目的，利用IN、OVI、GND引腳之間的分壓電阻設置過壓門限，正確開啟或關閉MAX15005。MAX15005在OVI引腳電壓超過1.228V閾值時關閉，OVI引腳電壓比1.228V閾值電壓低125mV時，再次開啟。選擇低邊電阻R2 = 20kΩ，考慮到在輸入電壓高于11.6V時MAX15005關斷，按照下式選擇R1：

　　（式17）

　　選擇R1為170kΩ標準電阻，則當主電源超出11.67V時關斷MAX15005，相對于常規電壓12V，預留330mV的裕量。考慮到OVI比較器的滯回，可以按照下式估算電壓下限，即當主電源電壓下降到下式決定的數值時開啟MAX15005：

　　（式18）

　　由此可見，比較器的滯回過大，需要將主電源的電壓跌落門限調整到至少11.5V。可以在OVI引腳與SS引腳之間增加一個串聯電阻R3和肖特基二極管D1。當關斷MAX15005時，SS引腳在內部接地，使得R3與R2并聯，從而減小滯回。選擇R3 = 180kΩ，忽略二極管壓降，則可得到新的電壓跌落閾值：

　　（式19）

　　按照這一配置，可以得到所要求的開啟/關閉MAX15005的輸入電壓閾值。另一方法可以使用外部比較器監測主電壓，用其直接驅動OVI引腳。

　　3、輸出電壓

　　圖4. MAX15005電感電流。

　　為了維持2MHz的開關頻率，須注意tON最小值為170ns （參見MAX15005數據資料）。最小tON對應于34%的最小占空比（2MHz開關頻率下），這限制了MAX15005的最小穩壓輸出。估算電壓閾值時，有必要考慮boost穩壓器的占空比公式：

　　（式20）

　　當輸入電壓VIN達到最大值11.67V時，對應于最小占空比，且MAX15005保持工作。按照之前的公式可以估算MAX15005的最小穩壓輸出：

　　（式21）

　　計算考慮了最小占空比、最大輸入電壓條件，假設D2壓降為0.3V，忽略NMOS管N1上的壓降。由此，MAX15005必須將輸出電壓穩定在17.38V以上，以保證任何條件下維持2MHz的開關頻率。

　　選擇低邊反饋電阻R13 = 10kΩ，計算高邊反饋電阻R14：

　　（式22）

　　其中，VFB（MIN） = 1.215V。

　　最后，選擇R14 = 137kΩ （1%誤差），MAX15005最小穩壓輸出為：

　　（式23）

　　可確保MAX15005始終工作在2MHz開關頻率。

　　假設MAX16952的輸出功率為20W （8V，2.5A）、效率為90%，MAX15005的輸出功率必須在至少22.3W。考慮到17.53V的穩壓輸出，MAX15005的平均輸出電流為 1.27A。如果MAX15005輸出電壓設置在更高值，則會降低輸出電流。D2可以選用低成本的肖特基二極管，輸出電容C7必須能夠支持MAX15005的穩壓輸出。

　　4、同步和最大占空比

　　為了保證MAX15005開關頻率的外同步，外部時鐘頻率必須比內部振蕩頻率高出至少102%。選擇R6 = 7kΩ、C4 = 100pF，MAX15005內部振蕩頻率約為1MHz，外部同步時鐘頻率為2MHz。

　　當SYNC輸入檢測到同步信號的上升沿時，C4通過內部1.33mA （典型值）電流源放電。該電容（RTCT引腳）電壓達到500mV時，C4通過R6充電（R6連接在VREG5引腳），直到檢測到下一個同步信號的上升沿。放電時間（TDISCHARGE）決定了穩壓器的最小關斷時間tOFF。如果時間小于160ms，則將最小tOFF鉗制在160ns。實際上，假設充電時間（TCHARGE）為340ns （TP = 500ns），RTCT電壓升至：

　　（式24）

　　考慮到放電電流為615μA1，在RTCT引腳增加的放電時間為：

　　（式25）

　　最小tOFF = 160ns對應的最大占空比為68%。當最大占空比受限制時（輸入電壓較低，這里為5V），根據boost占空比公式（式20），MAX15005在OUTA端能夠提供的最大穩定電壓是：

　　（式26）

　　此電壓確保MAX16952在超出電壓跌落條件限制時仍可正常工作。

　　5、電感選擇

　　合理選擇電感值，以滿足boost轉換器的最小輸出電流要求。為保證穩壓器始終工作在連續模式，最小電感值為：

　　（式27）

　　此設計中，最差工作條件發生在VIN的最大輸入電壓（11.67V）下，對應占空比為37%。

　　配合8V、最小輸出電流為1A、效率為90%的buck轉換器工作時，boost轉換器的最小輸出功率為9.44W，對應的最小輸出電流IOUTA（MIN）為538mA。綜合這些因素，根據前面的公式計算得到1.32μH電感值。此設計中選擇L1 = 2.2μH。

　　6、電流檢測

　　MAX15005在檢流電阻的電壓達到305mV時觸發電流限制。因此，為了合理選擇檢流電阻，需首先計算boost電感的峰值電流：

　　（式28）

　　輸入電壓處于最小值時達到電感峰值電流，本應用中最小輸入為5V，最大占空比為68%。按照之前的計算，boost輸出電壓（OUTA引腳）為 15.23V，需要1.46A的IOUTA以支持MAX16952的功率需求。最惡劣的工作情況對應于電感電流峰值達到4.95A時，留出適當的裕量，選擇檢流電阻使得電感電流達到峰值時，壓降為200mV：

　　（式29）

　　選擇：R10 = 40MΩ。

　　實驗室測試

　　1、冷啟動測試

　　在實驗室進行冷啟動測試，在10ms內將主電源輸入（IN）從12V降到7V。如曲線圖1所示，當輸入電壓降低時，MAX15005開始將OUTA充電至17.5V，以保證OUTB輸出8V。另外，當輸入電壓恢復到正常電壓時，MAX15005停止工作，OUTA輸出電壓降到正常的IN輸入水平，在D2和L1上有較小壓降。每次測試都基于2.5A的OUTB輸出。

曲線圖1

　　曲線圖2和曲線圖3分別描述了冷啟動下降和上升階段的狀況。

曲線圖2

曲線圖3

　　2、頻域分析

　　基于示波器的FFT分析工具，冷啟動下MAX16952開關節點LX_BUCK引腳的電壓頻譜如曲線圖4 （IN電壓下降階段）和曲線圖5 （IN電壓電壓上升階段）。注意到頻譜中包括2MHz頻率，相關諧波為直流分量。沒有低于2MHz的交流分量，避免對AM頻帶產生干擾。

曲線圖4

曲線圖5

　　對MAX15005開關節點LX_BOOST進行同樣測試，用彩色表示2MHz頻率、諧波和直流分量，在AM頻帶具有極低噪聲。

曲線圖6

曲線圖7

　　電路優化

　　為了優化效率，可以在MAX15005不工作時旁路D2肖特基二極管。當主電源處于正常電壓范圍時，利用一個N-MOSFET旁路D2。為降低電磁干擾，可以增加電阻（R8、R17、R18和R19）來降低在MOSFET柵極電壓的擺率，當然，這會增大功耗，需要折中考慮。為了濾除MAX15005檢測電流的毛刺，增加由C6和R9組成的RC濾波器。也可以通過增加R7電阻—來降低MAX15005電流門限閾值，以降低檢流電阻R10的功耗。