3 片上電流檢測

　　片上電流檢測就是把檢測電感電流的功能集成到控制芯片內部，尤其對于功率集成的控制器來說，其意義就顯得更為重要也較易實現，且采用片上電流檢測有利于有效簡化外圍應用電路的設計。

　　電流檢測可以根據檢測電路的不同位置分為高邊檢測和低邊檢測，對于Buck 電路來說，若檢測對象是流過功率開關的電流，多采用高邊檢測；但若檢測對象是流過同步整流開關的電流，就需采用低邊檢測。 以高邊檢測為例，傳統的檢測方法是利用一個小電阻與功率開關串聯來檢測流過功率開關的電流。 但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會占用較多的芯片面積。 尤其在低電壓供電的系統中，檢測電阻上的損耗和檢測精度都是嚴重的問題。 因此，本文采用了一種基于電流鏡結構的片上電流檢測技術，與傳統的電阻檢測方法相比，它的精度較高，功率損耗小。

　　電流檢測電路主要有兩個功能模塊，一是功率開關電流檢測模塊，二是峰值電流箝位模塊。

　　功率開關電流檢測的基本電路原理如圖5 所示。 主要采用電流鏡結構，用一個與功率開關成一定比例的MOS 管來鏡像功率開關的電流。 圖中PM_P 是功率開關，NM_P 是同步整流開關。 PMOS 管PM0 和PM_P組成一個簡單電流鏡結構。 運算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS電壓相等，它是一個兩級折疊式共源共柵結構，具有較大的帶寬和較快的響應速度，以達到較高的檢測精度和較大的電流檢測范圍。

　　圖5 　功率開關電流檢測模塊

　　PM1 的作用是防止當同步整流開關通時，CSA + 端短路到地。 如果在功率開關關斷的時候CSA + 短路到地，則每個周期功率開關開始打開的時候，CSA + 需要較長的恢復時間，會影響檢測精度。 另一方面，功率開關導通時是工作在線性區，因此PM0 和PM_ P 的V DS電壓差對電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1 必須具有較小V DS值，可以適當地增大它的寬長比。

　　在設計中，取PM0 和PM_ P 的寬長比的比值為1 ∶3000 ，因此流過PM0 和PM_ P 的電流比值也為1 ∶3000. 可得檢測電壓V IL 為：

　　其中； IL 為流過功率開關的電流，也直接反映了電感電流的信息。

　　峰值電流箝位電路原理如圖6 所示，該電路同時也是電壓環和電流環的結合點。 圖中V IL 即為（2） 式中定義，V sense和V peak即為圖3 中所定義。

　　當變換器工作在重載條件下時，誤差放大器的輸出較高，NM0 導通，V peak 值就會受EA 輸出的調節。 假設NM0 導通時工作在飽和區，則：

　　其中 INM0為流過NM0 的電流，隨誤差放大器輸出的變化而變化。 V sense 和V peak 是輸入到后級電流比較器的信號。

　　結合（2） ~ （4） 式，就可以得到電感電流和EA 輸出的關系式。

　　當變換器工作在輕載條件下時，誤差放大器輸出較低而不足以使得NM0 導通，此時，V peak 值就不再隨著EA 輸出的變化而調節。

　　此時， （5） 式中INMO可以看作零。

　　根據（5） 和（7） 式，可以設計合適的電路參數，以保證在應用所需的負載范圍之內誤差放大器不會飽和，同時可以限制最大的負載值，且當負載低于一定值時實現峰值電流箝位控制。

　　圖6 中的Slop + 和Slop - 兩個節點主要用來加入斜坡電流，當變換器工作在重載條件下且占空比大于50 %時，則實現斜坡補償的功能。

　　圖6 　峰值電流箝位模塊

　　4 測試結果

　　該變換器芯片在115μm BCD 工藝下設計和制造。

　　圖7 為該變換器芯片的顯微照片。 整個芯片面積為615mm2 ，芯片下部主要是集成的功率開關和同步整流開關，面積約為2mm2 ，上部為控制器。

　　測試中應用的Buck 變換器拓撲如圖8 示。 設置工作頻率為1MHz ， 輸入電壓范圍2 ~ 7V ， 輸出電壓115V. 改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1 為一組典型應用下的分壓電阻取值參考。 電路可承受的負載范圍為0~500mA ，足以能滿足一般便攜式設備的應用需求。

　　表1 不同輸出電壓下的分壓電阻取值