2）反饋繞組的匝數計算

　　Ns=Np（Vcc+0.8）（1一Dmax）/（UdcminiDmax ），NP其中為變壓器初級匝數。

　　3）濾波

　　為濾除供電端的高頻信號，Vcc對地接一個瓷片電容，在PCB布線時要注意，不能有電感成分的介入，以免產生干擾，引成電路不穩定。

　　4）占空比D

　　UC3845會根據輸入電壓的變化來調整其工作的占空比。根據UC3845的參數要求，設UC3845對應最低直流電壓輸入時最大占空比Dmax=0.5.

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　　當輸入直流電壓在144V和177V范圍內，UC3845的占空比的范圍為：

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5）調制頻率f

　　振蕩器OSC的頻率由定時元件RT和CT選擇值決定。電容CT由參考電壓V ref（=5V）通過電阻R充電，充至2.8V,再由內部電流宿放電到1.2V,形成鋸齒波脈沖信號，如圖3.不管在大RT 小CT還是大CT小RT,振蕩器充電時鎖存器置位輸入方波為低電平，放電時輸入方波為高電平。

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　　當鎖存器置位輸入方波為高電平時，或非門輸出始終為低電平，封鎖PWM,這段時問由內部振蕩器OSC放電過程時間決定。在鎖存器置位輸入方波下降沿同時，如或非門其他三個輸入信號輸入無效電平時，或非門輸出為高電平，MOSFET管導通。

　　其他三個輸入信號分別為：一個為電流取樣比較器輸出，一個為誤差放大器輸出，一個為輸入欠壓比較器輸出。

　　為濾除參考端的高頻信號，V 對地接一個瓷片電容，在PCB布線時要注意，不能有電感成分的介人，以免產生干擾，引成電路振蕩打隔。

　　OSC振蕩頻率f=1.8/（RtCt）， 當取RT=33kf2,CT=1000PF,f=-54kHz.

　　6）電流取樣比較

　　在圖2中，MOSFET管導通時，Udc =Ldi/dt,變壓器電感電流以斜率Udc/L線性增長，L為變壓器的初級電感。在MOSFET管的源極與地間串接一個無感取樣電阻Rs，將變壓器的初級電流轉換成取樣電壓Ud =RS i.在輸出同樣的功率下，輸入直流電壓越小，變壓器一次電流也越大，通過MOSFET管的電流也越大。為保護M0SFET管不致損壞， 需計算電感峰值電流Ip=2P/（UdcminUmax ）。選擇功率MOSFET管的最大峰值電流Icmax應大于1.3Ip.

　　取樣電壓Ud經RC濾波后，送到UC3845的3腳。當該電壓超過lV時，比較器輸出高電平，送到RS鎖存器的復位端，PWM輸出為低電平，使PWM的占空比減小，從而限制電感峰值電流。

　　無感取樣電阻尺。的電阻值為：Rs=l/Ip,功率1W.而RC濾波器的時間常數接近尖脈沖的持續時間，否則引起電源輸出的不穩定。取R=lk,C=470PF.

　　7）誤差比較器

　　Vref經電阻分壓為2.5V接至誤差比較器的正端，而負端（2腳）接外部監測電壓輸入。誤差比較器（1腳）輸出用于外部回路的補償，如圖2,輸出電壓因兩個二極管壓降而失調（=1.4V），并在連接到取樣比較器反向輸入端之前被三分。2腳和1腳間接一個RC網絡進行環路補償。取R 11=150kQ,C11=100PF.

　　外部監測電壓輸入端（2腳）可用于對輸出回路引入電壓反饋環節，如對主輸出回路5V的穩定度要求不高，可將饋電電壓引入，以監測輸出回路過電壓。Vcc經電阻分壓接到UC3845~b部監測電壓輸入端，當由于某種原因，輸出回路電壓升高時， 外部監測電壓輸入端大于2.5V, 誤差比較器輸出小于2.5V,結合電流取樣比較輸入電壓，PWM輸出為低電平， 使PWM的占空比減小， 輸出回路電壓減小。如果對主回路輸出5V電壓的精度有要求。應采用反饋電路由光耦PC817、TL431及與之相連的阻容網絡構成。其控制原理如下：

　　主回路5V輸出輸出電壓經電阻分壓后得到采樣電壓，此采樣電壓與TL43 l提供的2.5V參考電壓進行比較，當輸出電壓正常（5V）時，采樣電壓與TL43l提供的2.5V參考電壓相等則TL431的K極電位不變，流過光耦二極管的電流不變，流過光耦的電流不變，UC3845的2腳輸入電壓不變，1腳電位穩定，6腳輸出PWM驅動的占空比不變，輸出電壓穩定在設定值不變。

　　當輸出5V電壓因為某種原因偏高時，經電阻分壓值就會大于2.5V,則TL431的K極電位下降，流過光耦二極管的電流增大，則流過光耦的電流增大，UC3845的2腳輸入電壓上升到大于2.5V,l腳電位下降，6腳輸出驅動脈沖PWM的占空比下降，輸出電壓降低，這樣就完成了主回路輸出電壓反饋穩壓的作用。

　　3 結束語

　　實踐證明，基于UC3845的反激式開關電源具有輸入電壓范圍寬、輸出電壓精度高、負載的調整效率高等特點。本電源應用于網絡電測儀表中，收到了良好的效果，具有一定的推廣價值。

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