目前隨著開關電源的廣泛應用， 控制IC 作為開關電源的心臟在其中扮演著重要角色。開關電源的控制IC 一般都會包含一個誤差放大器，用來將輸出電壓的偏移等進行放大以控制主開關電路的動作，實現穩壓輸出。這個誤差放大器本身是一個運算放大器，在實際使用中會加入負反饋，而由于外部元件及PCB 等因素的影響，誤差放大器有時會產生自激振蕩，使開關電源不能正常工作。筆者分析了誤差放大器加入負反饋時產生自激振蕩的原理，并以UC3875 控制IC 為例設計了外部補償電路，并進行了實驗驗證。

　　1 誤差放大器產生自激振蕩的原理

　　1.1 自激振蕩產生的原因

　　加入負反饋后誤差放大器的閉環增益G 的表達式為：

　　其中A 為開環增益，F 為反饋系數，AF 為環路增益。

　　由上式可知：當1+FA 趨近于0 時， |G| =∞。這說明即使無信號輸入也會有波形輸出，于是就產生了自激振蕩。

　　放大器的增益和相位偏移會隨頻率而變化。當頻率變高或變低時，輸出信號和反饋信號會產生附加相移。如果附加相移達到±180°，則此時反饋信號與輸入信號同相，負反饋就變成正反饋。反饋信號加強，當反饋信號大于凈輸入信號時，即使去掉輸入信號也有信號輸出，于是就產生了自激振蕩。

　　即：

　　一個實際的運算放大器， 內部存在著許多天然極點，他們造成的附加相移會使輸出的相位偏移超過-180°， 當使用負反饋時會使放大器產生自激振蕩。因此運算放大器大多都有補償端口或為了使用方便直接在內部進行了補償，這些經過內部補償的運算放大器一般會補償到在增益0 dB 以上只有一個極點，單獨使用時即使將其用作單位增益放大器也不會自激振蕩。

　　1.2 負反饋放大電路穩定性的判定

　　判斷自激振蕩的方法首先是看其是否滿足相位條件，只有滿足相位條件才有可能產生自激振蕩。即如果當附加相移φ=±180°時，環路增益|FA |≥1，那么電路就會產生自激振蕩。

　　相反，如果當φ=±180°時，環路增益|FA| ＜1，那么電路就不會產生自激振蕩。

　　2 UC3875 誤差放大電路

　　2.1 UC3875 誤差放大電路結構

　　UC3875 是TI 公司生產的一款移相全橋軟開關控制器，廣泛應用于ZVS 和ZCS 拓撲結構的大功率開關電源當中。它內部包含一個誤差放大器，該誤差放大器輸出端的輸出電壓與斜坡發生器的輸出電壓進行比較從而產生移相信號。它的AB 和CD 兩組輸出可以分別設定死區時間，非常適合應用于全橋諧振開關電源。本文中所用UC3875 的誤差放大器部分電路接法如圖1 所示。

　　誤差放大器的正相輸入端接參考電壓，輸出端通過一個150 kΩ 電阻反饋到反向輸入端，反相輸入端通過一個470 kΩ電阻與輸出電壓采樣電路相連。

　　當對開關電源進行調試時測量其輸出，發現輸出非常不穩定。而后用示波器對UC3875 的控制輸出端OUTA 與OUTC 進行觀察，如圖2，發現輸出的移相信號產生了大幅度抖動，致使開關電源輸出變得不穩定。隨后在對誤差放大器的輸出進行觀察時發現誤差放大器產生了振蕩，在輸出端產生了一個不太穩定的正弦信號（圖3）。由于誤差放大器的輸出與斜坡發生器的輸出電壓比較之后產生移相控制信號，因此UC3875 的輸出控制信號會產生大幅抖動。

　　2.2 UC3875 誤差放大器振蕩現象的分析

　　根據UC3875 的數據表可知其典型帶寬與開環增益分別為11 MHz、90 dB。大多數控制IC 的誤差放大器已經過內部相位補償，且補償到即使閉環增益為0 dB（此時反饋量最大）時也不會發生振蕩。但是在實際使用中，由于外部元件等因素的影響， 有可能產生新的極點， 使電路附加相移超過-180°，從而發生振蕩。

　　根據之前觀察到的誤差放大器輸出端自激振蕩波形可知其振蕩頻率大概在50 kHz 附近， 則此頻率時附加相位φ≥-180°，且其開環增益要大于0 dB。根據這些條件可估算出外部電路產生的極點頻率應該在5 kHz 附近，將其加入到誤差放大器的增益與相位的頻率特性簡圖中得到圖4。其中P1 為內部補償時設置的極點，P2 為外部電路產生的極點（圖中用實線表示增益，虛線表示相位，圖6 同）。

2.3 外部補償網絡的設計

　　由于零點能產生超前相移， 可抵消極點產生的滯后相移。因此如果在電路中加入補償網絡，設置一個零點將能夠抵消外部電路產生的極點，從而抑制放大器的自激振蕩。由于誤差放大器沒有設置補償端口，因此補償網絡需要設置在外部。如圖5 所示，在反饋電阻Rf兩端并聯一個電容Cf，由此可產生一個零點。通過恰當設置此零點的頻率就可抵消新極點產生的附加相移，使總的相移不超過-180°。因為所估算的外部極點頻率為5 kHz，所以零點頻率就要設置在5 kHz 附近。

　　根據公式：

　　將fz=5 kHz 帶入，可得Cf=212 pF。

　　選擇Cf為220 pF 即可。由于在電路中放入電容Cf，因此將產生一個新的極點，它的頻率為：

　　將數值帶入上式可得新的極點頻率為1.5 MHz， 這相當于將外部極點P2 移動到了如圖7 所示的P2′的位置。

　　由圖6 可以看出盡管在增益0 dB 以上存在兩個極點，但是當增益降為0 dB 時，相移依然沒有超過-180°，所以自激振蕩條件就被破壞，電路不會產生自激振蕩。同時從圖上可以看到，使用這種方法時放大器的帶寬損失很小。但是根據式（3）可以看出，新極點的頻率與放大器的增益有關，如果放大器增益過小，則會因為極點向高頻率移動距離太小而大大影響到補償的效果。特別地當作為電壓跟隨器使用時（此時放大器輸出與反相輸入端直接相連，反饋電阻為零），新極點的頻率不會向高頻移動，則此電路就會完全沒有效果。由于各種因素的影響以及估算的誤差，實際的特性曲線會與理論有一些差距，因此所設置的零點還需要通過實驗來進行調整（后面的實驗也證實了這一點）。

　　3 外部補償網絡的實驗驗證

　　實驗電路的連接依照圖5 所示， 分別將容值為22 pF，100 pF，220 pF 的Cf接入電路中， 并觀察UC3875 的控制輸出波形。如圖7 所示為使用22 pF 電容時的波形。此電路中由于所設置零點在極點之后距離較遠的地方，波形抖動有一些減弱，但是其抖動幅度依然很大。

　　圖8 為使用100 pF 電容時的波形，可以看到其抖動幅度大幅減小。此時電路中所設置的零點頻率比較靠近極點位置，已經體現出振蕩抑制的效果，但輸出的振蕩幅度仍很明顯。

　　當更換為220 pF 電容時，波形的抖動基本消失。電路中零點位置在上文所估算的極點位置附近。通過對示波器上波形的仔細觀察，仍然能發現極其微弱的抖動。這說明實際極點的位置與前面的估算值有些差距，因此在電路實際情況不是十分清楚的情況下，進行估算而得出的補償網絡參數還需要在實際實驗中進行驗證并調試。

　　考慮到實際應用中各種因素的影響以及估算的誤差，需要在設計補償網絡時保持一定的裕量。因此將Cf選為470 pF，將其接入電路中后UC3875 的輸出控制的波形如圖9 所示，輸出波形抖動已經完全消失，UC3875 已經穩定工作。對誤差放大器的輸出端進行觀察后發現，其輸出已經變成一條平直的直線。其輸出電壓的振蕩完全消失。

　　4 結論

　　雖然目前很多通用運算放大器及開關電源控制IC 內部的誤差放大器都進行了相位補償，但是有時外部會產生新的極點使電路變得不穩定。筆者所采用的方法是使用一個零點對新極點進行抵消，從而使其穩定工作，使用這種方法基本不會損失運放的帶寬，同時能起到良好的效果。采用這種補償方法需要有一個前提條件，那就是放大器需要有比較大的閉環增益，這樣才能產生比較好的效果。而在開關電源應用中，為了得到穩定的輸出電壓，內部誤差放大器的閉環增益一般都會比較大，因此非常適合使用這種方法。
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