目前電鍍電源應用越來越廣，人們對其品質要求也越來越高。隨著半導體技術的進步，電鍍電源逐漸向高頻高效化、大功率化發展，使得電鍍電源具有更高的功率密度、快速的響應能力以及更小的體積。但常規PWM變換技術是一種硬開關模式，開關損耗大、器件溫度過高等嚴重制約了開關電源工作頻率的提高，已經無法滿足要求。軟開關技術具有降低電力電子器件開關功耗、提高開關頻率、降低電磁干擾、改善器件的工作環境等優點，是近10年來國際電力電子領域研究的熱點。因而，采用軟開關技術研究大功率高頻軟開關電鍍電源是電鍍工藝發展的必然。

　　1 大功率電鍍電源軟開關技術的分類

　　大功率高頻電鍍電源實際上是一種低壓大電流的整流裝置。通常采用PWM DC—DC移相全橋變換器拓撲。

　　由于PWM DC—DC移相全橋變換器的超前橋臂只能實現ZVS，而滯后橋臂可以實現ZVS和ZCS，可以將PWM DC—DC移相全橋變換器的軟開關方式分為兩類：

　　(1)ZVS方式：零狀態工作在恒流模式，超前橋臂和滯后橋臂均實現ZVS，適合于電力MOSFET;

　　(2)ZVZCS方式：零狀態工作在電流復位模式，超前橋臂實現ZVS，滯后橋臂實現ZCS，適合于IGBT。

　　2 ZVSPWM DC-DC移相全橋變換器

　　基本ZVS PWM DC—DC移相全橋變換器，用變壓器的漏感或原邊串聯電感和功率管的寄生電容或外接電容來實現零電壓開關。它的電路結構如圖1所示。它是一種具有優良性能的移相全橋變換器，兩個橋臂的開關管均在零電壓軟開關條件下運行，開關損耗小，而且具有結構簡單、電源小型化、高頻化的發展趨勢。但是移相全橋ZVS變換器存在滯后橋臂ZVS實現比較困難、副邊占空比損失和整流橋寄生振蕩等問題。針對上述問題，國內外文獻提出了各種各樣的拓撲電路。

　　1)實現滯后橋臂ZVS、減少副邊占空比丟失

　　ZVS PWM DC—DC移相全橋變換器的滯后橋臂實現ZVS比較困難，特別是滯后橋臂開關管在輕載下難以實現ZVS，使得它不適合應用于負載大范圍變化的場合。為了讓滯后臂實現ZVS更加容易，需要增大原邊電流。原邊電流的增大可以靠增加勵磁電流(主變壓器加氣隙，減小勵磁電感)，或增大漏感(或外加的諧振電感)來實現。但上述方法均會增加占空比的丟失。可以發現占空比丟失與ZVS軟開關條件存在矛盾，所以諧振電感Lr的大小需要折衷選擇。

　　為了實現零電壓開關的同時又能減小副邊占空比丟失，可采取下列辦法：

　　(1)將移相ZVS變換器中的線性諧振電感改用飽和電感。如圖2(a)所示。飽和電感的特性是：當脫離飽和時，表現為一個很大的電感;當其進入飽和狀態時，又表現為一個很小的電感。但該電路不足之處就是飽和電感以很高的頻率在正負飽和值之間切換，磁芯損耗會很大，溫度也會很高。

　　(2)在滯后臂增加輔助電路改善滯后臂開關管的軟開關環境，其基本方法是給滯后臂并聯一輔助諧振電路，利用輔助諧振電路中的電感幫助漏感實現滯后臂開關管的零電壓開關，使其在任意負載和輸入電壓范圍內實現零電壓開關，并且大大減小占空比丟失。圖2(b)增加了一個LC電路，漏電感和輔助電路的電感電流同時給并聯電容充放電，從而在較寬的負載范圍內實現滯后橋臂的ZVS。

　　2)抑制整流橋寄生振蕩

　　關于抑制整流橋寄生振蕩的緩沖電路，國內外文獻提出了各種電路拓撲，下面介紹常用的RC緩沖電路和主動鉗位緩沖電路。

　　(1)RC緩沖電路。在圖3(a)中，增加一個由Rs和Cs組成的串聯支路分別并聯在四個整流管的兩端。利用二極管上的并聯RC支路起鉗位作用，并且電容Cs的電荷都釋放在電阻Rs上。因此，這種吸收網絡是有損耗的，相當于把整流二極管的關斷損耗轉移到了RC緩沖電路上，因而不利于提高變換器的效率。

　　(2)主動鉗位緩沖電路。圖3(b)是一種主動鉗位電路，它由鉗位開關管VTs、鉗位二極管VDs和較大容量的鉗位電容Cs組成。這種緩沖電路也可以將整流橋上的電壓鉗位在一個適當的電壓值。由于該緩沖電路中沒有電阻，而且VTs要求是零電壓開關，因而沒有損耗。但它增加了一個開關管，因而也增加了一套控制電路和驅動電路，也就增加了電路的復雜性。

　　3 ZVZCS PWM DC-DC移相全橋變換器

　　利用飽和電抗器Ls和隔直電容Cb所實現的零電壓、零電流全橋移相PWM軟開關變換電路是ZVZCSPWM電路中應用最廣泛的一種。如圖4所示，C1和C2分別為功率開關管VTW1和VTW2的并聯電容，Lk為變壓器的漏電感。它簡單、高效、容易實現，而且在很寬的負載變化范圍內都能實現軟開關，特別適用于以IGBT作為功率器件的中低電壓大電流輸出的場合。

　　ZVZCS移移相全橋變換器滯后臂軟開關的實現關鍵在于使原邊電流復位。實現電流復位的方法有很多種，可以考慮在變壓器原邊或副邊加輔助電路來實現。

　　全橋ZVZCS移相變換器按照輔助電路位置分為兩類。第一類變換器的輔助電路位于主變壓器一次側，通過引入一個阻斷電壓源，在續流期間將原邊電流復位至零。第二類變換器的輔助電路位于二次側，通過引入反向阻斷電壓源并反射到原邊，實現續流期間對原邊電流的復位。

　　1)原邊輔助電路型ZVZCS典型拓撲原邊輔助電路型ZVZCS典型拓撲大致有以下幾種：

　　(1)在原邊串聯阻斷電容和飽和電感。如圖4所示。在原邊電壓過零期間，將隔直電容上的電壓作為反向阻斷電壓源，使原邊電流迅速復位，為滯后臂開關管創造零電流開關條件，并利用飽和電感在退飽和區域阻抗極大的特性切斷阻斷電容反向電流。此種方法應用最廣泛，但也存在一些不足，飽和電感的設計和磁性元件的選擇比較困難，飽和電感工作在飽和到不飽和的交替中，磁芯發熱嚴重。而且若飽和電感按照最大輸入電壓設計，在低壓輸入時，副邊占空比丟失較為嚴重。

　　(2)在滯后臂開關管支路上串聯二極管，以二極管反向阻斷特性來阻止電流反向流動。與圖4所示原邊串聯飽和電感的電路相比，圖5所示的電路最顯著的優點就是沒有飽和電感，因而降低功耗，同時占空比丟失減小，也有助于展開占空比。但是這種電路也引入了新的問題，如串聯在滯后臂的二極管在大功率變換器中要流過較大電流，其開關雖是ZCS，導通損耗卻不可忽略。

　　(3)原邊串聯雙向有源開關。在原邊串聯雙向有源開關來阻止反電動勢形成的反向電流。該電路目前很難得到實際應用。另外，由于有源器件的存在，增加了控制復雜性。

　　2)副邊輔助電路型ZVZCS典型拓撲副邊輔助電路型ZVZCS典型拓撲大致有以下幾種：

　　(1)副邊加簡單輔助網絡實現滯后臂ZCS的拓撲，如圖6所示。該電路利用兩只二極管和一只電容構成的簡單輔助電路實現了滯后臂零電流開關，利用副邊吸收電容Cs上的電壓作為反電動勢作用在原邊，使得原邊環流衰減至0，整流二極管關斷，副邊吸收電容不再反射到原邊，而是對負載供電。因而環流不會反向增加。此電路簡單，解決了電流復位和副邊整流二極管電壓尖峰吸收的問題，且不消耗很大的能量，效率高，占空比損失小，因此該電路具有很高的實用價值。但該電路增加了功率開關管的電流應力，超前臂實現軟開關變得困難(或出現超前臂硬開通現象)，Cs值選取困難。

　　(2)利用附加繞組實現滯后臂ZCS的拓撲，提出了一種利用附加繞組的拓撲新思路，如圖7所示。該電路在能量傳輸階段由附加繞組給鉗位電容充電，鉗位電容在原邊電壓下降至低于其上電壓時鉗住了原邊電壓，使環流衰減。環流衰減至0后，副邊繞組的整流二極管關斷，環流不會反向增加。該電路元件較少，但是也存在一些問題。如副邊吸收電容不能同時用于副邊整流二極管電壓尖峰的吸收。而且附加繞組增加了變壓器的復雜性，直接限制了該拓撲在大功率場合的應用。

　　(3)副邊有源鉗位實現滯后臂ZCS的拓撲，如圖8所示。在能量傳輸時有源開關管VTs導通，電容Cs充電，同時對二極管電壓尖峰有鉗位作用。超前臂開關管關斷后，原邊電壓下降至低于電容電壓，副邊有源開關管的反并二極管VDs導通，原邊電壓被電容鉗位。此后工作過程與副邊簡單輔助網絡電路相同。

　　由于使用了有源器件，與圖6所示的采用二極管的電路相比，損耗進一步降低。特別是在低壓大功率場合，有源鉗位的優勢尤為突出。但是應當注意到，損耗的降低是以控制復雜性增加為代價的。

　　4 結束語

　　為了進一步提高大功率電鍍電源工作頻率、效率、減小其體積，本文對比分析了大功率電鍍電源ZVS和ZVZCS PWM DC—DC移相全橋變換器以及各種改進電路的工作原理，探討了它們之間的差異和各自適用的場合。

　　通過分析可知ZVS移相全橋電路存在輕負載時滯后臂實現ZVS較困難、占空比丟失與軟開關條件矛盾、整流管寄生振蕩等缺陷，并針對各缺陷提出了相應的拓撲電路。

　　ZVZCS移相全橋電路可在寬負載范圍內實現軟開關，但由于其電流復位需要時間，不易實現高頻，且需要改善滯后臂ZCS條件，本文從變壓器原邊或副邊加輔助電路兩個方面來實現滯后臂ZCS。