本文討論了寬帶時域測量技術應用于測量電磁干擾（EMI） 時所具備的優勢。寬帶時域測量技術用于EMI測量時，其數字信號處理能力使它能夠實時仿真傳統模擬設備的各種測量模式，如峰值檢測模式、平均值檢測模式、 RMS檢測模式和類峰值檢測模式。同時，它還能引入諸如相位譜、短時譜、統計評估以及基于FFT的時－頻分析方法等新的分析理念。由于時域技術允許對整個 信號譜內的幅度和相位信息進行并行處理，因此測量時間至少可以縮短一個數量級。本文還討論了該技術中用到的信號處理算法和利用時域電磁干擾系統（TDEMI）進行實際測量得到的測量結果。

隨著新技術的飛速發展，新的電子產品層出不窮。如何使電子產品滿足電磁兼容要求，并改善其電磁兼容性能，這已經成為產品開發 過程中的一大難題。EMC和EMI測量設備能夠在較短的測量時間內提取大量精確的信息，采用這種設備能夠降低產品開發成本，并提高電路和系統開發的質量。 一直以來，人們都是使用超外差射頻接收機［1］［2］來測量射頻噪聲和電磁干擾（EMI）。這種方法的缺點是測量時間過長，對于30 MHz到1 GHz頻帶內的電磁干擾，通常需要測量30分鐘。測量時間過長就導致測試成本高昂，因此必須尋求一種能夠在不損失測量質量的前提下縮短測量時間的方法。傳 統的測量系統并不評估被測EMI信號的相位信息，從而導致重要信息被丟失。而采用了傅立葉變換的EMI測量技術，其數字化處理就允許將時域內測量得到的信 號分解成各種頻率成分。近幾年，隨著快速傅立葉變換（FFT）程序帶來的經濟效益日益明顯，FFT技術的應用已經快速普及起來。

本文討論了幾種新的信號處理方法，采用這幾種方法，時域測量技術能夠完成精確高效的EMI測量。此外，本文還介紹了為準確測量各種EMI信號而采用的信號處理策略。

時域電磁干擾測量系統

圖1所示為一個時域測量裝置的框圖，其中包含一個時域電磁干擾（TDEMI）測量系統和一個用于與TDEMI做比較的傳統 EMI接收機。TDEMI系統中包含：寬帶天線（HL562， Rohde&Schwarz）、線性阻抗穩定網絡（ESH 2-Z5， Rohde&Schwarz）、開關單元（RSU， Rohde&Schwarz）、放大器（ZFL-1000LN， Mini-Circuits）、低通濾波器（SLP-1000， Mini-Circuits）、模數轉換器（TDS7154， Tektronix， 示波器）和一臺個人計算機（兼容IBM）。文獻［3］中已經討論了TDEMI測量系統的硬件，該系統的工作基礎是對采樣后的EMI信號進行數字處理，其優 點之一就是能夠通過軟件方式改善系統性能。

信號處理理論

ADC以采樣頻率fs 對輸入連續信號進行采樣和量化，相應的采樣間隔為1/fs = ？t。根據香農定理，fs至少應為信號最高頻率的兩倍。這一由采樣頻率決定的信號頻率上限也叫做奈奎斯特頻率。數字化之后，數據按N個樣本塊的形式送入估 值程序，作為譜估計器的輸入。TDEMI系統中所采用的譜估計方法的數學基礎就是離散傅立葉變換（DFT）。對每一個數據塊進行的DFT變換定義如下：

DFT將離散時間信號序列x［n］變換為離散頻譜序列X［r］，其中n和r表示離散時間變量和離散頻率變量，并且n和r均為0到（N－1）之間的整數：

根據DFT的基本特性，？f 、N和 ？t之間滿足如下關系：

在頻譜X中，X［0］反映了信號的直流均值，而絕對值 則對應于在頻率標記為r處的合成矢量的幅度。要計算RMS值，必須將 中每個r 》 1的元素均除以正弦信號的振幅因數 。而對應于奈奎斯特頻率的頻率標記R見下式：

由于一個實值信號經DFT變換后的絕對值是r的奇函數，因此信號的所有譜信息均包含在　大于或小于奈奎斯特頻率的半邊X［r］ 中。于是，后面的估值步驟只需要X［r］的一半就足夠了。信號能量在兩半頻譜中平均分布，因此必須將 的 值乘以2才能準確地用單邊帶形式表示整個頻譜。要獲得與連續傅立葉變換類似的結果，DFT得到的譜值還必須進一步對時域樣本數N歸一化處理。下式定義了單 邊幅度譜：

在實際的系統中，式（1）是通過快速傅立葉變換（FFT）實現的。為了避免當信號中包含非信號周期整數倍的周期成分時，頻譜泄漏至觀測時間 內，應該加上一個窗函數。

窗函數在N/2處達到全局最大值，并向兩邊平滑滾降，在0和N-1處達到0，這樣就消除了對x［n］加窗時的邊沿效應。另一 方面，加窗后的信號向量xW［n］所攜帶的能量比原始信號少，因為部分信號被削弱了。為了消除這一影響，我們限制窗函數序列，使其在觀測時間？TN內的積 分等于1。w［n］的換算系數被稱作相關增益GC：

GC是一個換算系數，所以根據DFT的線性特性，GC可以與其他換算系數一起在頻域中進行譜變換之后使用。這樣，我們就得到了以下修正后的單邊幅度譜的定義公式：

不同的窗函數對頻率泄漏的抑制和頻譜分辨率二者的折衷程度不同。常用的窗函數有漢寧窗、漢明窗和平頂窗函數。

自動化TDEMI測量算法

在時域測量中，要捕捉數據，首先需要進行ADC采樣。采樣后，利用數字方法FFT計算出信號的頻譜。之后的信號處理過程就能 夠糾正由天線頻率特性、傳輸線特性、放大器和抗混迭失真濾波器造成的誤差。然后分析EMI信號的峰值、RMS值和均值。利用附加的噪聲門限調整功能還能將 該結果與傳統EMI接收機測得的結果進行比較。

圖2給出了利用TDEMI系統進行自動時域EMI測量的基本算法流程圖。其中，M和N按下式計算：

式中，△TM表示觀測時間，△f表示頻率分辨率，fs表示采樣頻率。程序中有一個M次的循環，每次運行該循環，系統就會讀入 一個長為N的時域數據向量，然后將該向量轉換到頻率域，并送給檢測器模型。在M次循環結束之后，檢測器模型得到的幅度譜被送入對數處理程序中。最后，系統 再糾正由TDEMI系統的頻率特性導致的誤差。文獻［6］中詳細描述了時域電磁干擾測量（TDEMI）系統中所用到的譜估計算法和檢測器模型。

EMC測試方案

1. 平穩EMI信號的測量

EMI測量時遇到的信號通常都具有隨機性［7］。這些信號中除了有諧波成分和（偽）噪聲以外，還可能包含瞬態成分和突發成 分。盡管如此，仍可認為，只要觀測時間△TM足夠長，一個隨機EMI信號的樣本x（t）（t0《 t 《 t0 +△TM）中可以包含該信號的所有信息。這時，x（t）的特性就與任意選擇的起始觀測時間t0無關，可以認為該信號是類平穩的［8］。文獻［9］中詳細描 述了這類信號的測量過程。我們利用TDEMI系統和傳統EMI接收機測量了商用膝上電腦的EMI輻射，并對二者的測量結果進行了比較。圖3所示就是利用這 樣的測試裝置測得的一個典型時域數據向量。除了噪聲之外，其中還包含很大一部分由被測電路中所使用的各種時鐘信號輻射出來的平穩諧波成分。

圖4給出了由TDEMI系統和傳統EMI接收機測得的譜結果，兩種測量方式均采用了均值檢測模式，觀測時間均為△TM = 5 ms。接收機頻率步進值為50 kHz，采用了一個帶寬為120 kHz的IF濾波器。從圖4中可以看出，TDEMI系統和傳統EMI接收機所測得的窄帶諧波信號的幅度譜基本匹配，二者的平均偏差還不到0.5 dB。它們只在噪聲門限上有較小的差別，這是由于TDEMI系統和傳統噪聲接收機的噪聲性能不同造成的。

2. 瞬態EMI信號的測量

當信號中主要包含尖峰信號、突發信號和其他瞬態現象時，TDEMI系統相對于傳統EMI接收機而言，就具有重大優勢。因為在 TDEMI系統中用作ADC的示波器能夠設置為只在捕捉到瞬態信號發生時觸發。圖5給出了瞬態信號的觸發數據捕獲原理。對汽車發光裝置的測量就是一個實際 例子。汽車發光裝置包括照明單元、電纜和一塊鉛酸電池。我們在1米左右的距離外，用一種類似于前面講過的方式，通過一個寬帶天線來接收該裝置輻射出的 EMI信號。在裝置斷電過程中，系統輻射出一系列脈沖，見圖6，之后，很長一段時間沒有任何輻射。我們將示波器設置為在這一系列脈沖邊沿觸發。第一次測量 時，TDEMI系統測量了2500個頻段，每頻段內以5 GS/s的速度采100 000個點。EMI接收機則將步進值設置為50 kHz，IF濾波器帶寬120 kHz，每點的停留時間為50毫秒。圖7給出了峰值檢測評估得到的幅度譜。在第二次實驗中，我們將停留時間增大到1秒。由于受時間約束，這次測量最高只能 做到170 MHz，測量結果見圖8。比較兩次測量得到的結果，我們可以看出，在兩次測量中，TDEMI系統測量得到的幅度譜幾乎均和傳統EMI接收機測量的幅度譜上 邊界吻合。在TDEMI系統測得的譜中，隨著測量時間的延長，只有測量的變化性稍為減緩，而EMI接收機測得的結果則很明顯嚴重依賴于停留時間。這是由目 標信號的特性造成的。EMI接收機需要較長的停留時間才能保證在每個頻點上的每次測量均能夠恰好觀測到一個瞬態信號。而TDEMI系統則會根據前面談到的 觸發條件自動對瞬態信號作出反應，并且在被測目標沒有EMI輻射的時候停止捕捉數據。這樣，TDEMI系統就有可能在很短的觀測時間內完成精確的測量。

本文小結

本文介紹了寬帶時域測量技術用于解決電磁干擾問題的優勢。利用TDEMI測量系統能夠仿效傳統的模擬EMI測量系統的各種工 作模式，例如峰值模式、平均值模式、RMS模式和類峰值監測模式。本文還介紹了信號處理算法以及利用時域電磁干擾（TDEMI）系統得到的測量結果。與傳 統模擬EMI測量設備相比，TDEMI系統的測量時間降低了一個數量級。