3 PCM1738的高級段工作原理

PCM1738的高級段（Advance Segment）DAC和電流段DAC是B-B公司專門為PCM1738新開發后種新穎的數模變換方法。由于24bit分辨精度高達1/1677216=0.00000006，因此，元件精度和電路結構都制約最終的實際精度。在現有集成電路制作的工藝水平條件下，開發新型電路是一種能較快提高水準的捷徑。

PCM1738高級段DAC的總體原理如圖2所示。其高級段的DAC方式主要由反相被償失調雙極型ICOB解碼部分、5電平三階Δ-∑調制、高級段數據加權平均DWA和67個電平差動電流段構成。當經過格式變化后的數字輸出數據進入數字濾波器后，它首先通過八倍超取樣變換成為24bit/8fs數據，然后再將其分割成上位和下位兩段。其中上位段為除去最高位MSB的6bit數據，而下位段則是MSB和后17bit組成的一共18個bit的數據。運行時，將上位6bit輸入ICOB解碼部分，而將下位18bit數據則輸入5電平三階Δ-∑調制器。這樣利用上位6bit即可調制出64個臺階的粗波形（m=2的6次方=64），而下位18bit即是數據中的6位所不含的殘留量。

解碼器ICOB（Inverted Complementary Offset Binary）稱反相補償失調二進制，它把不含MSB的6bit數據變換成64電平數據，然后再分割成適合于電流段工作的63電平工作碼輸出。

5電平三階Δ-∑調制器的等效電路見圖3所示，在對輸入幅度較大的信號進行調制時，每個取樣點在振幅方向上的移動設定在1個電平之內。這樣支使振幅對時間軸的誤差（主時鐘引起）相對小一些。

63電平的ICOB數字輸出和5電平三階Δ-∑調制器輸出的電平量均為1，在求和電路中可以直接相加成為67電平的ICOB碼，然后再加上Δ-∑調制信號傳送下去，最后進行數碼變換操作。

數碼變換的操作分為兩步，分別為高級DWA和電流段DAC。高級DWA（Advance Data Weighted Averaging）可用來產生數模變換之后的電流段中需要的最合適的工作時鐘。為了最大限度地抑制模擬誤差，PCM1738用獨立的定時控制和一階噪聲整形操作相組合來實現高精度的低抖動（jitter）。

電流段（Segment）DAC由對模擬量相同加權的平衡差動電流部分和對此電流段進行開/關控制的電流開關構成。它是從數字信號變換到模擬信號的DAC的心臟。圖4是電流段的簡化等效電路。它共有75對差動電流源，可用來自高級DWA的67種電平按輸入量和控制時鐘來對其進行控制以完成變換工作。由于這75對電流源處理67種電平有足夠的余量，因而各個電流源都能工作在最佳狀態，而不會出現無聲音調或特大振幅時的失配誤差。

PCM1738除了可以對DVD-Audio的24bit/192kHz PCM編碼進行數模變換外，還具有對SACD的DSD直接數據流進行數模變換的能力。

圖4的電流源結構也可以用于64fs/1bit的DSD信號的數碼變換，如果將其作為模擬FIR濾波器使用，基功能相當于圖5所示的FIR濾波器。其中延遲單元D和各種電流段的數值即為各節之權重，此時各電流源采用差動方式工作，以便獲得高品質的DSD/模擬變換。

4 PCM1738的應用電路

圖6是PCM1738的應用電路。其中音頻數據接入、工作時鐘、控制用串行數據接口等部分在圖中已經略去，模擬輸出部分公司評估板的實際電路。PCM1738中D/A變換器的模擬輸出為平衡差動電流，其滿幅度（0dB）時為±2.5mA，峰峰值為5mA。所以使用時必須外加電流/電壓（I/V）變換電路，而且同時需要進行雙端/單端變換。當I0端子處于滿幅度時，其輸出Iout為±2.5mA，圖中的反饋電。R11，R12，R21，R22均為620Ω，這樣，I/V變換出的電壓V0將為±（2.5Rf）mA。另外，由于后段部分帶濾波作用的雙端/單端變換輸出的增益為1，所以實際輸出電壓變為兩輸入信號之差。即：

Vout=Vo-(-Vo)=2Vo,

這樣可得出輸出峰-峰值Vp-p應為2.192Vrms。

頻率響應由與反饋電阻并聯的電容決定，按照DVD-Audio和SACD標準，其信號的帶域要求應達到100kHz。但實際上仍可根據需要在一定范圍內調整，本電路中的電容電阻值所決定的最終帶寬為70kHz。

??? 需要特別提出的是：為了達到THD+N小于0.001%和S/N高于120dB的要求，應當選擇合適的運放。選擇運放需要考慮基本指標有輸入換算噪聲電壓、輸入換算噪塊電流、開環增益帶寬、上升速率、建立時間及非線性失真等。