一種高精度數字可調片上振蕩器設計

摘要：在傳統的電路基礎上對電流、電壓基準電路進行補償，設計一種高精度數字可調CMOS片上振蕩器電路。利用電阻和PNP管相反的溫度系數產生的自偏置基準電流電路PTAT，NTAT兩路電流，疊加得到一路與溫度無關的基準電流上，實現了溫度補償；利用電阻網絡補償工藝產生高 PSRR帶隙基準電路電壓的頻率誤差；數字修調寄存器粗調電流用以選擇頻率，微調電阻用以調節精度。經流片測試表明，該振蕩器頻率2 MHz，4 MHz可選，2 MHz可調精度達±O．1％；4 MHz可調精度達±O．125％。
關鍵詞：溫度補償；工藝補償；高精度；數字可調；振蕩器

0 引 言
??? 在DC／DC轉換器等開關電源芯片的設計中，振蕩器作為控制電路的核心功能模塊，決定整個系統的工作頻率，對DC／DC轉換器的頻率響應、紋波大小、效率等諸多性能有重要的影響。其受工作電壓、溫度變化、系統噪聲和工藝容差的影響較大，要得到精準的頻率，有必要對其進行補償。在分析常見電流型RC振蕩器的基礎上，針對影響振蕩器頻率的各個因素進行補償，設計了一種頻率2 MHz，4 MHz可選片上振蕩器電路，具有對頻率進行數字修調機制及溫度和工藝補償設計，并能有效地消除比較器延遲帶來的誤差，從而提供穩定可調的時鐘信號。

1 振蕩器原理分析
??? 振蕩器的工作原理是通過恒定電流源對電容充電，MOS管對電容快速放電，以產生鋸齒波，再經鎖存器產生周期脈沖信號，其結構如圖1所示。基準電流電路產生兩路電流，Ich1,Ich2在鎖存器的控制下給電容C1，C2充電，帶隙基準電路為比較器提供基準電壓Vbg，經比較器與電容C1，C2的上極板電壓VC1，VC2比較，從而控制SR鎖存器狀態的轉換。

??? 具體轉換過程如下
式中：Ich為充電電流；Vbg為基準電壓；C為充電電容。由式(1)知，振蕩器的頻率主要由Ich，Vbg，C決定。若Ich，Vbg對溫度和電源電壓的影響減小，則振蕩器的頻率只受工藝偏差對容差的影響，通過trim微調可以減小容值偏差。采用雙比較器結構可以消除比較器對頻率穩定性的影響。

2 振蕩器電路設計
2．1 與溫度無關的基準電流電路
??? 圖2為基準電流電路。利用電阻和PNP相反的溫度系數產生兩路電流，一路與溫度成正比的PTAT電流，另一路與溫度成反比的NTAT電流，兩路電流疊加得到與絕對溫度無關的基準電流。

??? 如圖2所示，啟動電路由M2～M6組成，在電路上電瞬間，M3關斷，M4，M5導通且工作于線性區，PMOS管M6的柵極被拉低至地電位，使得M6導通，整個電路開啟。電路穩定工作后，由于M4，M5具有較大的導通電阻，M4，M5的導通使得M6的柵極電壓逐漸抬高，最終M6關閉，啟動電路脫離主電路，整個電路保持在正常的工作點。

M7～M10通過共源共柵連接，使得流過Q1，Q2的電流IQ1，IQ2相等。在此電路結構中，Q1發射極基極電壓VQ1應等于Q2發射極基極電壓VQ2與電阻兩端的電壓之和，即：

???
??? 假設m／n為Q2與Q1發射極面積之比，則可得電阻R與支路電流IPTAT關系如下：

??
式中：VT為熱電壓VTkT／q；R為多晶電阻。VT的正溫度系數與R的負溫度系數使得IPTAT正比于絕對溫度。Q3支路在提供一個負溫度系數pcas 電壓的同時，將M19的柵極電壓箝制在固定電位，使得R1兩端的電壓VR1=VQ1=Veb1，則R1支路電流INTAT可表示為：

??
??? 設：(ω／l)17／(ω／l)18=k，則：

??
??? 調節R，R1，k，使得эI／эt=0，可以得到一路與溫度無關的電流I。電流I1為另一路鏡像。這種以熱電壓為基準的自偏置電路對振蕩器的頻率進行了很好的溫度補償。共源共柵電流鏡具有較大電源抑制比，使得電流受電源電壓影響小。此電路既用作基準電流電路，也是芯片內部其他電路的偏置電路。
2．2 與溫度無關的基準電壓
??? 基準電壓電路如圖3所示。運放由自偏置基準電流電路提供偏置電流，將A，B兩點箝制在相等電位上，假設A，B兩點電壓分別為VA，VB，有：

??
??? 輸出電壓Vbg可表示為：

???
??? 假設m1／n1為Q5與Q4發射極面積比，利用式(7)、式(8)消去電流可得：

??
??? 將式(9)對溫度求偏導數有：

??
??? 調節Rtrim，R5，R6使得эVbg／эt=0，可以得到零溫度系數的基準電壓Vbg，達到溫度補償的目的。

2．3 比較器RS鎖存器設計
??? 如果考慮比較器、鎖存器和開關管S1，S2的傳輸延時td，則振蕩器的頻率可以表示為：

???
??? 由上式可知，經精確補償電流和電壓后，只有通過減小傳輸延時td來減低傳輸延時對振蕩器頻率的影響。比較器采用全差分結構，以獲得較高的速率和高電源電壓抑制比。使用小尺寸器件可減小開關的傳輸延遲，另外比較器遲滯效應也會給振蕩器頻率帶來一定誤差。假設由于比較器遲滯帶來上升延遲t1、下降延遲t2，則周期誤差為：

??
??? 采用兩個比較器的對稱結構，保持Ich1=Ich2，Cl=C2，使得基準電流對電容充放電的時間相同，有t1=t2。因此雙比較器對稱結構設計可有效消除傳輸延遲的頻率偏差，提高振蕩器的精度。RS鎖存器由兩個NOR組成。
2．4 數字修調設計
??? 在振蕩器設計中，由于工藝偏差等原因會產生頻率偏差。為保證頻率精度，有必要采用數字修調控制可配置寄存器對振蕩器頻率進行矯正，以得到精準的目標頻率。
2．4．1 電流粗調頻率可選
??? 由圖2電路可見，開關管EN1閉合，EN2斷開時，Ich=I，選擇4 MHz頻率輸出；開關管EN1關閉，EN2斷開時，Ich=I1，選擇2 MHz頻率輸出。
2．4．2 電阻微調頻率
??? 帶隙基準電路的電阻微調網絡如圖4所示。R按照RN=2n-1RLSB取值，所有開關由片上可配置寄存器控制，通過控制Tr1～Tr8，可使電阻在256階精度變化，使得基準電壓Vbg的變化梯度為256階，從而實現頻率256階精度微調。

??? 十六進制寄存器為FFH狀態時，Tr1～Tr8全為1，開關管均閉合，Rtrim最小，基準電壓Vbg輸出最小，振蕩器輸出最大頻率fmax；十六進制寄存器為00H狀態時，Tr1～Tr8全為O，開關管均斷開，Rtrim最大，基準電壓Vbg輸出最大，振蕩器輸出最小頻率fmin。設置寄存器為80H狀態則對應頻率振蕩器的中心頻率fOSC，該頻率可通過電阻網絡在fmin～fmax之間調節，可調精度為：

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??? 在微調電阻陣列的設計中，要充分考慮晶體管的工藝偏差和開關的傳輸延遲，減小開關晶體管的導通電阻對trim電阻的影響。

3 測試結果及分析
??? 基于CSMC O．5 μm CMOS工藝對所提電路進行流片，其電路的顯微照片如圖5所示。

在室溫下對流片電路進行了頻率和數字修調測試，測試時EN1選通，可配置數字寄存器從00H變化到FFH狀態，頻率可調范圍為3．828～4．162 MHz，振蕩器輸出頻率fOSC=4．001 MHz，最大可微調步長為O．005 MHz／LSB，調節精度為O．125％；EN2選通，寄存器00H～FFH的可調范圍為1．942～2．054 MHz，振蕩器的輸出頻率fOSC=2．000 2 MHz，微調步長為O．002 MHz／LSB，調節精度為O．1％。對流片電路進行了溫度和電壓特性測試。
3．1 振蕩器的溫度特性
??? 振蕩器在00H，80H，FFH狀態下隨溫度的變化特性曲線如圖6所示。

??? 當VDD=5 V，溫度范圍為-40～+125℃，頻率為4 MHz時，振蕩器的頻率變化為138 ppm／℃；頻率為2 MHz時，振蕩器的頻率變化為94 ppm／℃。
3．2 振蕩器的電源電壓變化特性
??? 圖7是2 MHz，4 MHz在00H，80H，FFH狀態下振蕩器頻率與電源電壓關系圖。當t=25℃，電源電壓為3～6 V，頻率為4 MHz時，振蕩器的頻率變化為2．3％；當頻率為2 MHz時，振蕩器的頻率變化僅為0．56％。表1總結了室溫下測得的振蕩器特性參數。

4 結 語
??? 基于0．5μm CMOS工藝設計一種頻率為2 MHz，4 MHz數字可調高精度振蕩器。經流片測試表明，該振蕩器在3～5 V工作電壓下，-40～+125℃溫度范圍內都具有較穩定的工作頻率，4 MHz數字修調精度可達±0．125％；2 MHz數字修調精度可達±O．1％，該電路可嵌入到數字系統鐘作為片內時鐘，亦可單獨作為時鐘芯片。所設計的振蕩器已應用于LED驅動芯片中，并且具有極其廣泛的應用前景。