通常情況下，設計隔離式DC-DC轉換器時遇到的最大阻礙便是變壓器設計，設計者往往因此望而卻步，從而選擇其它更簡捷的設計任務。利用市售的柵極驅動變壓器特性，就可以獲得四個單獨的隔離直流輸出。實際上，對于小功率DC-DC電源轉換，柵極驅動變壓器是個理想的選擇，因為這種變壓器已經做了電壓和時間大乘積（ET或伏特微秒乘積）以及低漏電感的優化。

　　一款高磁導率且在高開關頻率（FSWX）下有低損耗的磁芯可支持一般的10V~15V初級電壓，且在100kHz~500kHz開關頻率時有500ns~5μs的典型導通時間。該電壓和時間范圍正是DC-DC轉換器設計所需。同時，已經針對低泄漏電感選擇了一種磁芯幾何尺寸以及繞組結構，以減少上升和下降時間，同時有低的振鈴。最后，所使用的線規足以讓DC-DC 轉換器處理數10mA級的繞組電流，而沒有過多的銅線損耗。

　　Pulse Electronics公司的P0585柵極驅動變壓器含有五個繞組，每個繞組圈數都相同（參考文獻1）。其中一個繞組使用三層絕緣線（TIW），另外四個繞組使用標準繞組線。TIW繞組作為初級驅動，可獲得一個RMS為3kV的標稱主次級擊穿電壓。四個次級繞組之間的額定擊穿電壓并未確定，不過這種導線絕緣方式通常會用于離線電源情況，此時，各繞組之間的電壓可高達400V。

　　隔離式電源輸出提供了很大的靈活性。使用這種方式可以在不同地電勢情況下，更加方便地打斷接地環路，為遠程電路供電，并且簡化了對正負輸出電壓極性的選擇。下圖展示了這種變壓器的四個次級繞組，它們產生四個獨立的等電壓輸出。但這四個次級繞組可以有多種串/并結合，從而產生大量輸出電壓/電流的組合。

　　美信半導體生產的MAX13256H-橋電路變壓器驅動器（IC1）最適合用于此類應用。它包含一個獨立的變壓器隔離DC-DC轉換器所需要的全部功能。其內置FET可承受36V電壓，并配置為兩個獨立的推挽式輸出，以精確的50%占空比驅動變壓器的初級，避免了鐵芯飽和。該驅動器還包含可調的、強健的內部限流功能，從而為輸出提供短路保護，且在故障排除之后能夠完美地恢復。該驅動也包含欠壓鎖定（UVLO）功能，在輸入電壓過低時阻止開關活動。

　　增加的凌力爾特公司LTC6900時鐘源（IC2）用于精確地調整開關頻率。MAX13256本身有一個內部時鐘，但是考慮到整個系統的兼容性或 EMI原因，大多數用戶可能會更傾向于自己設定開關頻率。MAX13256支持使用一個外部TTL電平時鐘，而且其UVLO特性確保IC1的VIN極上升到導通閾值前，IC2就上電并運行。RSET的值決定了IC2的輸出頻率，該頻率設定為所需IC1開關頻率的兩倍。

　　上表中為開關頻率為100kHz和500kHz時，輸入電壓為10V、12V和15V情況下的測量結果。由于采用高開關頻率、低漏電電感及肖特基橋式整流器，即使用了低值（1μF）的表面安裝陶瓷輸出電容，輸出電壓的紋波也很小，不到20mV峰峰值。表中還給出了效率，以及因輸出未穩壓而造成輸出電壓與負載電流之間的變動關系。如果需要更低的噪聲或者嚴格穩定的直流輸出，可以使用線性穩壓器來調節輸出電壓。

　　從這些測量結果可看出，滿載是產生500mA峰值初電流時的負載。這是當RLIM為1kΩ時的MAX13256最小限流閾值。一些設計者可能想在低于這些經驗性的滿載電流水平上進行操作，從而獲得更多裕度，以防止虛假的大電流觸發。在較高開關頻率下可以看到輕載輸出電壓的提升，原因是：這是一種為求簡捷和高效而使用了較少阻尼器的設計。隨著開關頻率升高，產生了更多的漏電感能量，這些能量傳遞到次級繞組，提高了所測得的輸出電壓。

　　以下為檢驗該變壓器運行參數是否符合數據手冊規范的簡要說明。P0585變壓器有一個95Vμsec最大ET乘積。這個計算結果是初級繞組上施加的最大電壓與該電壓所持續最大時間（導通時間）的乘積。由于MAX13256是以精確的50%占空比驅動變壓器初級，最大ET乘積將出現在輸入電壓為15V 時。在本設計中的100kHz最小開關頻率下，最長導通時間為5μs，所以最大ET乘積為75Vμsec，該值符合數據手冊規范。

　　峰值磁通密度規格為2100G。在計算峰值磁通，數據手冊中的方程式2A和2B均基于VIN和開關頻率。同樣，峰值磁通密度出現于VIN為15V且開關頻率為100kHz時。注意在方程式2A中，“DON”為50%占空比或0.5，而不是單位為微秒的時間。在這些情況下，所計算的峰值磁通密度為 1512高斯，符合數據手冊中的規格。

　　運用變壓器數據手冊中的公式可計算出磁芯損耗。在100kHz時，損耗為0.468W，在500kHz時，損耗為0.117W，后者數值較小，原因是有較低的ET積。

　　運用變壓器數據手冊中的公式可算出銅線損耗為93.75mW。這個計算銅線損耗的簡化公式是基于繞組的I2R損耗，而未考慮繞組的趨膚或接近效應。因此，這些簡化結果與頻率無關，而是基于初級繞組中的±500mA峰值電流，以及四個次級繞組中各自的±125mA峰值電流。

　　使用變壓器數據手冊中的升溫公式以及上述計算的總損耗（100kHz下為561.75mW），可得預期變壓器的溫升為37.2℃。

　　本設計使用P0585柵極驅動變壓器，您也可以使用其他（更小的）市售柵極驅動變壓器，尤其是需要較少電壓輸出，以及較小電流的時候。只需要確保您參照本設計所述方法檢查了變壓器的最大Vμsec規范。