SiC功率模塊時代的電力電子系統共模電流產生的機理和抑制方法

傾佳電子（Changer Tech）是一家專注于功率半導體和新能源汽車連接器的分銷商。主要服務于中國工業電源、電力電子設備和新能源汽車產業鏈。傾佳電子聚焦于新能源、交通電動化和數字化轉型三大方向，力推BASiC基本半導體SiC碳化硅MOSFET單管，SiC碳化硅MOSFET功率模塊，SiC模塊驅動板等功率半導體器件以及新能源汽車連接器。?

傾佳電子楊茜致力于推動國產SiC碳化硅模塊在電力電子應用中全面取代進口IGBT模塊，助力電力電子行業自主可控和產業升級！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三個必然，勇立功率半導體器件變革潮頭：

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1. 引言：寬禁帶半導體引發的電磁兼容性范式轉移

碳化硅（Silicon Carbide, SiC）功率器件的商業化進程標志著電力電子技術進入了一個全新的紀元。作為第三代寬禁帶（Wide Bandgap, WBG）半導體的代表，SiC金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）憑借其卓越的材料特性——包括三倍于硅（Si）的禁帶寬度、十倍的擊穿場強以及更高的熱導率，正在從根本上重塑電能轉換系統的設計理念。在固態變壓器SST、儲能變流器PCS、光伏發電、以及高頻工業電機驅動等應用中，SiC模塊的應用使得系統能夠以更高的開關頻率、更高的電壓等級和更高的結溫運行，從而顯著提升了功率密度并降低了系統損耗。

然而，這種性能的飛躍并非沒有代價。SiC器件極高的開關速度（Switching Speed）帶來了前所未有的電磁干擾（EMI）挑戰。傳統的硅基IGBT器件通常運行在較低的電壓變化率（dv/dt）和電流變化率（di/dt）下，其dv/dt通常在3-5 V/ns的范圍內。相比之下，SiC MOSFET的開關瞬態極快，其dv/dt可以輕易超過50 V/ns，甚至達到100 V/ns以上。這種數量級的提升，雖然極大地降低了開關損耗（Switching Loss），但也使得系統中的寄生參數效應被急劇放大。

在這一背景下，共模電流（Common Mode Current, CMC）的產生與傳播機制發生了質的變化。共模電流是指同時在兩條或多條導線上沿相同方向流動的電流，并通過地回路（Ground Loop）返回源端。在SiC時代，由于高頻高dv/dt的激勵，系統中的雜散電容（Stray Capacitance）——無論是功率模塊內部的絕緣襯板電容、電機繞組對機殼的電容，還是長電纜對地的分布電容——都呈現出極低的阻抗特性。這導致了高幅值、高頻諧波豐富的漏電流在系統中流竄，引發了一系列嚴重的系統級問題，包括電機軸承的電腐蝕（EDM）、繞組絕緣的加速老化、保護電路的誤動作以及嚴重的電磁兼容性（EMC）合規失效。

傾佳電子在剖析SiC功率模塊應用背景下，電力電子系統共模電流產生的深層物理機理，并系統性地評估從器件級、模塊級到系統級的抑制策略。我們將探討半導體物理特性如何與封裝材料科學相互作用，分析新型絕緣材料（如氮化硅Si3N4）引入后的寄生參數變化，并對比評估硬件濾波與軟件調制策略在抑制共模干擾方面的效能與權衡。

2. SiC系統共模電流產生的物理機理

要有效抑制共模電流，首先必須深刻理解其產生的根源。在電壓源逆變器（VSI）系統中，共模電壓（Common Mode Voltage, CMV）是驅動共模電流流動的電動勢源頭。其產生不僅與拓撲結構有關，更與SiC器件的開關瞬態特性緊密相連。

2.1 高dv/dt與位移電流的微觀機制

在經典的三相兩電平逆變器拓撲中，共模電壓定義為負載中性點與直流母線中點（或參考地）之間的電位差。其數學表達式為：

VCM?=3VAO?+VBO?+VCO??

其中，VAO?、VBO?、VCO?分別為三相輸出端相對于直流母線負極（或中點）的電壓。在空間矢量脈寬調制（SVPWM）控制下，無論開關狀態如何組合，三相電壓之和都不為零。實際上，VCM?表現為一個階梯波，其幅值在±Vdc?/6和±Vdc?/2之間跳變。

在SiC MOSFET應用中，這種電壓跳變的過程極度縮短。根據電容電流的基本物理定律：

iCM?=Cparasitic??dtdVCM??

共模電流的大小直接正比于寄生電容Cparasitic?和電壓變化率dv/dt。由于SiC器件的dv/dt是傳統Si IGBT的10到20倍，即使系統中的寄生電容保持不變，產生的共模電流峰值也可能增加一個數量級。

這種高dv/dt不僅僅是幅度的增加，它還意味著頻譜能量向更高頻率的遷移。傳統的EMI濾波器設計通常針對150 kHz至30 MHz的傳導頻段，但SiC器件極快的上升沿（Rise Time，往往小于20ns）激發了高達100 MHz甚至更高頻率的諧波分量。在這些高頻段，系統中的寄生電感和電容發生復雜的諧振，導致共模電流波形呈現出劇烈的振蕩和過沖，這不僅增加了EMI濾波器的設計難度，也使得傳統的無源濾波元件因寄生參數而失效。

2.2 寄生電容網絡的分布特性

共模電流的流通路徑是由系統中分布的寄生電容網絡構成的。在SiC電機驅動系統中，主要存在三個關鍵的寄生電容耦合路徑，它們共同構成了共模干擾的傳播通道：

2.2.1 功率模塊內部的寄生電容 (Cmh?)

這是最接近噪聲源（開關管）的耦合路徑。功率模塊通常安裝在接地的散熱器上以進行熱管理。半導體芯片（Die）與散熱器之間必須進行電氣絕緣。這種絕緣通常通過直接覆銅（DBC）或活性金屬釬焊（AMB）陶瓷基板來實現。芯片背面的集電極（或漏極）銅層、陶瓷絕緣層和底板（Baseplate）構成了一個典型的平行板電容器。

對于SiC模塊，由于其高頻工作的需求，模塊內部的雜散電感被設計得極低（例如BASiC Semiconductor的模塊雜散電感可低至10-30 nH），但絕緣基板的電容效應卻因材料和工藝的進步變得更加復雜。高頻共模電流直接通過這個電容流入散熱器，再通過接地線流回電網或源端。

2.2.2 電纜對地電容 (Ccable?)

在電機驅動系統中，連接逆變器與電機的動力電纜往往較長（數米至數百米）。電纜的相線與屏蔽層（或大地）之間存在分布電容。隨著頻率的升高，長電纜表現出傳輸線效應。SiC的高頻脈沖在電纜中傳播時，不僅通過分布電容泄漏電流，還會因阻抗不匹配產生反射波現象（Reflected Wave Phenomenon），導致電機端電壓倍增，進一步加劇絕緣應力。

2.2.3 電機繞組對機殼電容 (Cwf?)

電機內部的定子繞組與接地的機殼之間也存在寄生電容。當共模電壓到達電機端子時，它通過這個電容驅動漏電流流入機殼。更嚴重的是，定子與轉子之間、轉子與機殼（通過軸承）之間也存在電容耦合。高頻共模電壓會通過這些耦合電容在電機軸承上建立電壓，當該電壓超過潤滑油膜的擊穿電壓時，就會發生放電，形成軸承電流。

2.3 頻率提升的雙刃劍效應

SiC器件允許系統在更高的開關頻率（fsw?）下運行，通常從Si IGBT時代的10 kHz提升至20 kHz、50 kHz甚至更高。雖然提高fsw?有利于減小差模濾波器的體積（因為所需的電感量和電容量與頻率成反比），但它對共模EMI的影響卻是負面的：

頻譜密度增加： 單位時間內發生的開關動作次數增加，意味著注入系統的共模噪聲能量總量增加。

諧振激發： 更高的基頻及其諧波更容易落入系統寄生參數的諧振頻率范圍內，可能導致意外的噪聲放大。

熱應力： 頻繁的充放電循環使得流過寄生電容的均方根（RMS）電流增大，可能導致絕緣介質的局部發熱和老化。

3. SiC功率模塊封裝對共模電流的影響

SiC功率模塊的封裝設計是影響共模電流生成的關鍵物理環節。隨著材料科學的進步，模塊封裝正經歷從傳統硅基設計向適應寬禁帶特性的設計轉變，這一過程中涉及的材料選擇和結構優化對EMI特性產生了深遠影響。

3.1 絕緣基板材料的演進：Si3N4與AlN的博弈

在功率模塊中，絕緣基板（Substrate）承擔著電氣隔離和熱傳導的雙重功能。傳統的高功率模塊廣泛使用氧化鋁（Al2O3）或氮化鋁（AlN）作為絕緣材料。AlN因其極高的熱導率（約170-180 W/mK）和與硅相匹配的熱膨脹系數（CTE）而備受青睞。

然而，SiC器件的高結溫運行能力（可達175°C甚至更高）和極高的功率密度對封裝材料的機械可靠性提出了更嚴苛的要求。傳統的AlN陶瓷雖然熱性能優異，但其機械強度較低，脆性大，斷裂韌性（Fracture Toughness, K1C?）僅為3-3.4 MPa?m1/2。在極端的溫度循環沖擊下，AlN基板容易發生斷裂失效。

為了解決可靠性問題，氮化硅（Si3N4）活性金屬釬焊（AMB）基板逐漸成為SiC模塊的主流選擇。Si3N4雖然熱導率較低（約90 W/mK，僅為AlN的一半），但其機械性能極其優越，彎曲強度可達700-800 MPa，斷裂韌性高達6.5-7 MPa?m1/223。這種卓越的機械強度允許制造商使用更薄的陶瓷層來實現同等的機械可靠性。例如，傳統的AlN基板厚度通常為0.635 mm，而Si3N4基板可以減薄至0.32 mm甚至0.25 mm。

對共模電容的深層影響：

基板厚度的減小雖然補償了Si3N4熱導率較低的缺點（熱阻 Rth?=d/λA），但對共模電流卻產生了負面影響。模塊對散熱器的寄生電容Cmh?可以近似看作平板電容：

Cmh?=d?0??r?A?

其中，d是陶瓷層厚度，?r?是相對介電常數。AlN的?r?約為8.6-9，而Si3N4的?r?約為7.5-9[24, 25]。在介電常數相近的情況下，將基板厚度d減半（從0.635 mm減至0.32 mm），會導致寄生電容Cmh?幾乎翻倍。

這意味著，采用先進Si3N4 AMB工藝的SiC模塊，雖然在熱循環壽命和機械可靠性上遠超傳統模塊，但其固有的共模耦合電容可能更大。在相同的dv/dt激勵下，這意味著更大的共模漏電流。這是SiC模塊設計中一個典型的“多物理場權衡”：為了機械可靠性而犧牲了部分的電磁隔離特性。因此，在使用SiC模塊時，系統層面的EMI抑制變得更加緊迫。

3.2 低雜散電感設計的雙重效應

為了發揮SiC MOSFET的高速開關優勢，現代功率模塊極其強調“低雜散電感設計”。例如，BASiC Semiconductor的Pcore?2系列模塊采用了優化的疊層母排和引腳布局，將內部雜散電感降低至30 nH甚至更低（某些先進封裝可達10 nH以下）。

正向效應： 低雜散電感（Lσ?）對于抑制關斷過程中的電壓過沖（Vovershoot?=Lσ??di/dt）至關重要。過高的Lσ?會導致管壓降超過器件擊穿電壓，迫使設計者人為降低開關速度，從而抵消SiC的效率優勢。

負向效應與EMI： 然而，降低Lσ?也意味著允許更高的di/dt存在。極高的di/dt會在電路的寄生互感中感應出噪聲電壓，耦合到門極驅動回路或傳感器回路中。此外，雖然低電感減小了振蕩的幅度，但如果阻尼不足，SiC器件極低的輸出電容（Coss?）與殘留的雜散電感形成的諧振頻率（fres?=1/2πLσ?Coss??）會變得非常高（通常在幾十MHz）。這種高頻振蕩是輻射EMI的主要來源。

3.3 內部屏蔽與多層基板技術

針對上述寄生電容增加的問題，一種前沿的模塊級解決方案是在基板內部集成屏蔽層（Screen Layer）。這種技術通常涉及多層陶瓷基板結構或在DBC/AMB結構中引入中間電位層。

工作原理： 通過在芯片所在的頂層銅箔和接地的底板之間插入一個中間導體層，并將該層連接到直流母線的靜電位點（如DC-或DC中點），可以截獲原本流向散熱器的位移電流。當開關節點電壓跳變時，位移電流通過絕緣層流向屏蔽層，然后通過低阻抗路徑直接返回直流母線內部循環，而不經過外部的接地回路。

研究表明，這種集成屏蔽技術可以將流向底板的共模電流衰減高達26 dB。雖然這增加了模塊制造的復雜性和成本，但在對EMI要求極高且濾波器體積受限的航空航天或電動汽車應用中，這是一種極具吸引力的源頭抑制方案。

4. 高頻共模電流引發的系統級故障機理

在SiC時代，共模電流不再僅僅是EMI合規性的問題，它已經演變成威脅系統核心部件壽命的可靠性問題。

4.1 電機軸承的電腐蝕（EDM）機理

SiC逆變器驅動電機時，軸承電流導致的早期失效已成為行業關注的焦點。這主要是由共模電壓通過電機內部的寄生電容耦合引起的。

電容分壓模型： 電機內部存在復雜的電容網絡，主要包括定子繞組對轉子的電容（Cwr?）、轉子對機殼的電容（Crf?，主要由軸承油膜形成）以及定子對機殼的電容（Cwf?）。共模電壓（VCM?）作為激勵源，通過這些電容的分壓作用在電機軸上建立對地電壓（Vshaft?）。軸電壓大約為：

Vshaft?≈Cwr?+Crf?Cwr???VCM?

EDM電流的形成： 軸承中的潤滑油膜是一層絕緣介質。當軸電壓積累到超過油膜的擊穿閾值（通常為5-30V，取決于油膜厚度和溫度）時，油膜絕緣被擊穿，形成低阻抗導電通道。積聚在寄生電容上的電荷瞬間通過接觸點釋放，形成極高密度的放電電流（EDM電流）。

SiC的加劇效應： 與IGBT相比，SiC系統的高dv/dt和高頻特性產生了雙重惡化效應：

更高的耦合效率： 高dv/dt使得通過Cwr?耦合到轉子的瞬態電流更大，軸電壓建立得更快。

更高的放電頻率： 高開關頻率意味著VCM?跳變的次數更多，導致軸電壓突破油膜閾值的頻率顯著增加。研究顯示，SiC驅動下的EDM放電次數可能比Si驅動高出數倍甚至一個數量級。這會導致軸承滾道出現凹坑（Pitting）和搓衣板狀紋路（Fluting），最終導致機械失效。

4.2 反射波現象與絕緣老化

在電機驅動系統中，連接電纜表現出傳輸線特性。當SiC器件的電壓上升時間（tr?）小于或接近電纜傳輸延遲的兩倍時，會在電機端子處發生電壓反射。SiC MOSFET的上升時間極短（<20 ns），這意味著即使是幾米長的短電纜也可能觸發全反射。

反射波會導致電機端子的電壓過沖達到直流母線電壓的2倍甚至更高（在特定諧振條件下）。這種高頻、高幅值的過電壓直接作用于電機的匝間絕緣。由于高頻下的集膚效應和電感分布不均，電壓并非均勻分布在繞組上，而是主要集中在首匝線圈上。據統計，高達80%的電壓可能降落在第一匝線圈上。

長期的局部放電（Partial Discharge, PD）會侵蝕絕緣層。SiC的高頻特性加速了這一過程，因為絕緣材料在單位時間內的電壓沖擊次數成倍增加，且高頻介質損耗導致絕緣溫升更高，進一步加速熱老化。

5. 硬件層面的抑制與濾波技術

面對SiC帶來的嚴峻挑戰，硬件層面的抑制技術必須從傳統的“堵”轉向更高效的“疏”和“消”。

5.1 無源濾波器的材料與拓撲革新

無源EMI濾波器仍然是抑制共模電流的主力，但在SiC應用中，其設計面臨著體積與性能的矛盾。

磁芯材料的抉擇：納米晶 vs. 鐵氧體

共模電感（Common Mode Choke, CMC）的核心在于磁芯材料。

錳鋅鐵氧體（Mn-Zn Ferrite）： 這是傳統的低成本選擇。然而，鐵氧體的飽和磁通密度較低（Bsat?≈0.4T），且其磁導率隨頻率升高下降較快。在SiC的高頻、高溫環境下，鐵氧體的阻抗特性往往無法滿足寬頻帶抑制的需求37。

納米晶（Nanocrystalline）： 納米晶材料正成為SiC系統的首選。它具有極高的飽和磁通密度（Bsat?≈1.2T）和高磁導率。這意味著在相同的電感量下，納米晶磁芯可以做得更小，或者用更少的匝數實現，從而減小了線圈的寄生電容，提升了高頻阻抗特性。更重要的是，納米晶在高溫（可達130°C以上）下性能穩定，非常適合SiC功率模塊的高溫工況。數據顯示，使用納米晶磁芯可以將共模電感的體積減小高達50%，同時提供更寬頻帶的噪聲衰減。

濾波器拓撲：

除了傳統的L-C型濾波器，針對SiC電機驅動的反射波問題，輸出端dv/dt濾波器（如RLC濾波器）被廣泛應用。雖然L-C正弦波濾波器效果最好，但體積過大。相比之下，設計精良的dv/dt濾波器可以將電壓上升率限制在500-1000 V/μs以內，有效保護電機絕緣，但代價是阻尼電阻上會有顯著的功率損耗。

5.2 有源EMI濾波器（AEF）的崛起

為了打破無源濾波器體積與衰減量的物理限制，有源EMI濾波器（Active EMI Filter, AEF）技術在SiC時代走向成熟。

工作原理： AEF通過檢測電路中的噪聲電壓或電流，并通過放大器注入一個反相的補償信號來抵消噪聲。這相當于在電路中引入了一個虛擬的極低阻抗（旁路）或極高阻抗（串聯），從而阻斷噪聲傳播42。

無變壓器拓撲： 傳統的AEF依賴龐大的電流互感器。現代針對SiC驅動的AEF采用了無變壓器的電容耦合拓撲，利用高壓電容進行感應和注入。這種設計可以集成到極小的PCB面積甚至芯片中。

優勢： AEF在低頻段（150 kHz - 5 MHz）表現出色，這正是大電感無源濾波器體積最大的頻段。通過使用AEF處理低頻噪聲，可以將無源濾波器的轉折頻率推高，從而大幅減小無源扼流圈的體積。混合式（Hybrid）濾波器方案——結合小型無源級和AEF級——已被證明可以實現高達40-50%的體積縮減，這對追求高功率密度的電動汽車應用至關重要。

5.3 接地阻抗的優化

系統接地的處理對共模電流的路徑有決定性影響。直接將散熱器硬接地（Hard Grounding）雖然簡單，但構成了一個低阻抗的共模回路，可能導致極大的共模電流峰值。

研究表明，在散熱器接地路徑中串聯一個適當的阻尼電阻（例如幾百歐姆）或阻抗網絡，可以有效破壞寄生電容與地線電感構成的諧振回路（High Frequency Resonance）。這不僅能限制共模電流的幅值，還能抑制輻射EMI，同時不影響安規要求的低頻接地保護功能。

6. 軟件層面的抑制：先進調制策略

除了硬件手段，通過優化控制算法從源頭減少共模電壓的產生，是一種“零成本”的高效策略。SiC器件的高開關頻率為實施復雜的調制策略提供了足夠的帶寬余量。

6.1 降共模電壓脈寬調制（RCMV-PWM）

傳統的SVPWM策略中，零矢量（000和111）產生了幅值最大的共模電壓（±Vdc?/2）。RCMV-PWM的核心思想就是避免或減少使用零矢量。

主動零狀態PWM（AZSPWM）： 該策略不使用傳統的零矢量，而是利用兩個相反的有效矢量（例如矢量V1和V4）輪流作用相同的時間來合成等效的“零電壓”。這種方法將共模電壓的峰值從Vdc?/2降低到了Vdc?/6，降幅達66%。

權衡： AZSPWM的主要缺點是增加了開關次數（在一個載波周期內），這在Si IGBT時代會導致不可接受的開關損耗增加。然而，SiC MOSFET極低的開關損耗使得這一策略變得可行。此外，它會增加輸出電流的紋波（Ripple）和總諧波失真（THD）。

近狀態PWM（NSPWM）： NSPWM只利用三個相鄰的有效矢量來合成參考電壓，完全避開零矢量。它不僅降低了共模電壓，還具有鉗位效應（即在某些區間內有一相開關保持不動作），這有助于降低開關損耗。

權衡： NSPWM在低調制深度下線性度較差，且電流THD通常高于SVPWM。

死區效應與尖峰抑制： 在實施AZSPWM時，由于死區時間（Dead Time）的存在，兩個相反矢量切換的瞬間可能會出現非預期的共模電壓尖峰。針對SiC的高速特性，需要采用精確的死區補償算法或改進的脈沖序列邏輯來消除這些尖峰，確保軟硬件協同抑制的效果。

6.2 調制策略與SiC特性的協同

SiC的高開關頻率特性可以補償RCMV-PWM帶來的電流紋波劣勢。例如，一個在50 kHz下運行AZSPWM的SiC逆變器，其輸出電流質量可能優于在10 kHz下運行標準SVPWM的IGBT逆變器，同時其共模噪聲水平顯著降低。這種以“頻率換質量，以算法換濾波”的設計思路，是SiC時代系統優化的核心邏輯。

7. 驅動電路的抗擾設計

共模電流不僅對外造成干擾，也會反噬自身的驅動電路。高dv/dt產生的共模電流會通過驅動電源的隔離電容耦合到低壓側，造成邏輯混亂。

7.1 共模瞬態抗擾度（CMTI）

對于SiC驅動器，CMTI（Common Mode Transient Immunity）已成為最重要的選型指標之一。它衡量了隔離柵在承受高dv/dt沖擊時保持信號完整性的能力。傳統的驅動光耦通常只有30-50 kV/μs的CMTI，這在SiC應用中是完全不夠的。現代SiC專用驅動器（如基于電容隔離或磁隔離技術）通常要求CMTI大于100 kV/μs甚至200 kV/μs，以防止在高速開關過程中發生誤觸發或信號丟失。

7.2 有源柵極驅動（AGD）技術

除了被動防御，驅動器還可以主動控制開關軌跡。有源柵極驅動技術（AGD）通過動態調整柵極電阻（Rg?）或驅動電流，在開關轉換的關鍵時刻（如電流/電壓交疊區）精細調節dv/dt和di/dt。

分段驅動： 在延遲階段使用小電阻以減少死區時間，在電壓變化階段切換到大電阻以限制dv/dt和振蕩，最后再切換回小電阻以確保穩態導通。這種方法可以在不顯著增加開關損耗的前提下，有效抑制EMI和共模電流的產生源頭。

8. 結論與展望

深圳市傾佳電子有限公司（簡稱“傾佳電子”）是聚焦新能源與電力電子變革的核心推動者：
傾佳電子成立于2018年，總部位于深圳福田區，定位于功率半導體與新能源汽車連接器的專業分銷商，業務聚焦三大方向：
新能源：覆蓋光伏、儲能、充電基礎設施；
交通電動化：服務新能源汽車三電系統（電控、電池、電機）及高壓平臺升級；
數字化轉型：支持AI算力電源、數據中心等新型電力電子應用。
公司以“推動國產SiC替代進口、加速能源低碳轉型”為使命，響應國家“雙碳”政策（碳達峰、碳中和），致力于降低電力電子系統能耗。

SiC功率模塊的應用是一場涉及材料、器件、封裝、電路與控制的系統工程革命。共模電流問題的加劇是高性能換能過程中的必然副產物。

核心結論：

封裝是瓶頸也是突破口： 氮化硅（Si3N4）基板的應用雖然提升了機械可靠性但增加了寄生電容，這要求在模塊內部集成屏蔽層或在系統級采用更高效的濾波方案。

新材料解決新問題： 納米晶磁芯和有源EMI濾波器（AEF）是解決SiC高頻共模噪聲的關鍵硬件技術，它們克服了傳統無源元件的體積和高頻性能瓶頸。

軟硬協同是未來： 單純依賴硬件濾波已顯笨重。利用SiC的高頻余量，采用AZSPWM等先進調制策略從源頭削減共模電壓，再配合小型化的納米晶濾波器，是實現高功率密度與EMC合規的最佳路徑。

展望未來，隨著“智能功率模塊”（Intelligent Power Module, IPM）的發展，我們有望看到集成了共模屏蔽層、高CMTI驅動器甚至是有源EMI濾波單元的SiC模塊，從而在器件層面封閉共模噪聲，釋放寬禁帶半導體的全部潛能。

數據表格索引：

審核編輯 黃宇