我們都知道電力電子裝置中換流回路的雜散電感對器件的開關過程影響非常大，如果前期設計不注意，后期麻煩事會非常多，例如：器件過壓高、振蕩嚴重，EMI超標等。為了解決這些問題，還要加各種補救措施，例如：針對器件過壓高問題要加吸收電路，針對EMI問題要加濾波裝置等等。這些額外增加的器件不但增加了系統成本，工程師還要考慮這些器件的可靠性問題。今天我們就來聊聊雜散電感，也可以稱其為寄生電感。

在介紹雜散電感之前，讓我們簡單的回顧一下什么是電感。對于電感的概念大家應該都比較熟悉了，電感和電容、電阻一起，是電路中最基本的三大無源器件。這里的電感嚴格來說應該稱為電感器（inductor），更強調的是一種器件，電感器是能夠把電能轉化為磁能而存儲起來的元件。

圖1. 電感元件

另外，電感也可以用于衡量器件對抗電流變化的能力，如果對抗電流變化的能力越強，那么電感就越大，反之越小。這里的電感嚴格來說應該是電感量（inductance），單位為亨（H），一般來說電感元件的電感量在uH級以上。

電感電流不能突變的本質原因是因電流產生的磁場能不能突變，所以有人也稱電感是電磁領域的慣性器件，因為慣性器件都不喜歡變化 。

圖2. 電感磁場能示意圖

對電感的概念有了基本了解之后，讓我們再來看看雜散電感。雜散電感是指這個電感不是設計時故意設計出來的，是附加或寄生在某些東西上產生的。雜散電感的量級一般是nH級。簡單來講，有導線的地方就有寄生電感，但不同尺寸或形狀的導線所攜帶的寄生電感也是不同的。例如，IGBT模塊內部的鍵合線寄生電感一般都在幾個nH，而電力電子常用的疊層母線要在幾十nH甚至上百nH左右。

圖3 雜散電感舉例

前面已經提到，電感是靠磁場儲存能量的，那寄生電感也會存儲一定的能量，電感磁場儲能的計算公式為:

舉個例子，對于一個雜散電感為100nH的銅排，當流過100A的電流時，銅排上攜帶的磁場能量為500uJ。對于這個能量的量級可能大家的直覺并不十分明確。讓我們把這個能量和功率器件的開關損耗對比一下，首先以Infineon 1700V 1400A IGBT模塊為例，當門極電阻為1Ω，負載電流為1400A時，IGBT的開關損耗為700mJ左右。同樣的電流在100nH的母排上會存儲98mJ的能量。而對于1200V 300A模塊來說，當門極電阻為4Ω，負載電流為300A時，IGBT的開關損耗為35mJ左右，而此時母排會存儲4.5mJ的能量。可以看出對于IGBT來說，雜散電感的能量和IGBT每次開關損耗相比還是比較小的。

圖4 infineon IGBT開關損耗

讓我們再來看看SiC 模塊，以Cree的1200V 300A SiC MOSFET模塊為例，在門極電阻為2.5Ω，負載電流為300A時，模塊的開關損耗為6mJ左右。同樣的電流在100nH的母排上會存儲4.5mJ的能量，這個時候母排存儲的能量都可以和器件的開關損耗相當了，因為sic器件的開關損耗確實要比si器件小很多。

對雜散電感存儲的磁場能量有了大致了解后，讓我們看看這些能量在IGBT開關過程中是如何存儲與釋放的？首先看一下IGBT關斷暫態過程，如圖6所示：

圖6 IGBT關斷過程能量釋放示意圖

假設IGBT S1在t1時刻關斷，t2時刻關斷完成，這個暫態過程是雜散電感Lσ1能量釋放的過程。從電壓、電流方向上也可以理解該過程，關斷瞬間Lσ1的電流方向是從左至右，電流的幅值迅速下降為0，產生的電壓尖峰是左負右正。電壓和電流的方向是相反的，因此功率是負的，所以是釋放能量。釋放的能量會疊加在器件的關斷損耗上，最終以熱的形式被耗散出去。當然，銅排的寄生電阻也會消耗一部分熱量。

讓我們再來看看開通過程，開通過程相對比較復雜，主要是因為存在二極管的反向恢復電流。我們根據電流的大小和方向將開通過程分為3個階段：

①：t1-t2為電流的上升過程，該過程電流達到了負載電感電流；

②：t2-t3也是電流的上升過程，但這里面包含了二極管的反向恢復上升電流；

③：t3-t4為反向恢復電流的下降過程。

圖7 IGBT開通過程能量存儲與釋放示意圖

第1和第2階段是雜散電感能量儲存的過程，該過程電壓和電流的方向相同，功率是正的，因此在吸收能量。對于這兩個階段，雜散電感上的電壓會反向疊加在IGBT開通電壓上，因此會有一個缺口，這樣就減小了器件的開通損耗。第3階段的尖峰會疊加在二極管的兩端，這個過程比較復雜有的尖峰會超過母線電壓，有的則會在二極管電壓建立過程中產生一個小尖，這個主要與二極管的反向恢復特性相關。該過程雜散電感釋放的能量相當于增加了一部分二極管的反向恢復損耗，但是這個能量很有限，因為銅排的電流只是從峰值電流降到了負載電流。因此從損耗的角度看雜散電感對IGBT的開通是有利的。

當然雜散電感對器件影響重點并沒有體現在損耗上，主要還是開關電壓尖峰。當由于外部原因（功率器件開通或關斷）導致銅排上的電流“突變”時，就會在銅排兩端產生電壓尖峰，本質上是磁場能量的瞬間儲存或釋放造成的。當然，“突變”也是相對的，如果把時間軸放到到足夠尺度，曲線局部也依然是平滑的，可導的。

為了讓大家更直觀地感受這100nH雜散電感給器件帶來的影響。讓我們再舉幾個例子，還是以上面的3個功率模塊為例，對于Infineon 1700V 1400A IGBT計模來說，其關斷電流的變化率為2800A/us，這個變化斜率會在100nH電感上產生280V的尖峰。對于1200 300A模塊，電流的變化率為3000A/us，會產生300V的過壓。

圖8 Infineon IGBT模塊關斷參數

而對于Cree的1200V 300A SiC MOSFET模塊，關斷電流的變化率為7000A/us，在100nH的雜散電感上會產生700V的尖峰。

圖9 Cree sic mosfet關斷參數

可以看出，對于基于Si器件IGBT的逆變器來說100nH的雜散電感是可以接受的，而對于基于SiC 功率器件的逆變器這個電感就太大了。上面只是簡單的計算，實際上IGBT或MOSFET的電流下降過程的斜率不是固定，一般在電流下降到中間的時候，變化率最大，這也是為什么器件關斷電壓是個尖峰，而不是平頂波的原因。
編輯：hfy