直接變頻接收機可實現多標準/多頻段接收

移動蜂窩運營商一直渴望著能夠通過部署可實現現場可編程來提供各種移動業務的通用無線基礎設施。最終，在蜂窩業務流量比較高的地區所部署的無線基礎設施要求能夠提供動態靈活度，使射頻硬件能適應不斷變化的信號條件。多標準/多頻段射頻設計通過提供可以經簡單定制就能滿足部署需求的設備指配，有助于解決上述難題。相對于傳統的接收機，先進的直接變頻為現場可編程射頻設計提供了一個具有競爭力的解決方案，并節省了成本，另外還具有潛在的性能優勢。此外，在利用單一硬件方案來解決多頻段接收時，直接變頻架構提供了更大的自由度。這是一種正在使高性能的多標準/多頻段射頻設計成為現實的、更具成本效益的解決方案。本文將討論3G和4G蜂窩應用中直接變頻接收機的性能和優點。

高性能直接變頻信號鏈

直接變頻接收機將射頻已調載波直接解調到可以直接檢測信號并恢復所傳信息的基帶頻率。直接變頻架構最早發明于1932年，用來替代超外差接收機。由于省去了中頻級，因而元器件數量也減少，使其成為一個具有吸引力的解決方案。通過省去所有的中頻級，將信號直接變頻到零中頻，消除了超外差架構中所存在的鏡像問題。不過，直接變頻架構也存在一些挑戰，包括本振泄漏、直流偏置、失真大，這都使得實際實現變得很困難。不過，目前集成射頻電路技術的最新進展，已使得傳統的直接變頻(零差拍)架構可以用于寬帶高性能接收機應用。

圖1：寬帶直接變頻接收機架構。

圖1所示為寬帶直接變頻接收機架構。在信號鏈中，已標出一些關鍵器件的指標。接收機信號通道從連接到一個雙工器的天線口開始。雙工器通常用于頻分雙工(FDD)系統，如W-CDMA和某些版本的WiMAX。該雙工濾波網絡確保發射機不會產生太多的許可頻段之外的有害能量，同時有助于抑制接收機輸入過驅引入的任何帶外有害信號。通常，在幾級低噪聲放大器之后，都會跟有附加的頻段可選濾波以及衰減/匹配網絡，目的是優化有用頻率范圍內的接收性能。圖示中的幾級LNA提供了極好的寬帶性能，還利用外部調諧網絡提升了窄帶性能。而在接收機需要解決一個非常寬的頻段接收時，也許有必要采用一個開關矩陣來配置專門為一些特定頻段優化的天線網絡和LNA前端。在低噪聲前端之后，利用IQ解調器將有用載波頻率下變頻到基帶頻率，一個與有用信號的載波頻率相同的本振信號加到I/Q混頻器上，在基帶I/Q輸出口，產生和頻與差頻，而低通濾波器抑制和頻，只允許差頻通過。對于零中頻來說，所展現的差頻就是有用信號的基帶包絡。利用可變增益放大有利于量化濾波后的基帶I/Q信號的幅度。利用VGA可以將I/Q信號電平調整到模數轉換器所需的最佳電平。通常，在ADC之前還需要加入額外的濾波，以確保不會將高頻噪聲和可能的泄漏、或者干擾混疊到有用信號分析帶寬內。

接收機動態范圍

該接收機采用了可以提供寬頻段覆蓋和瞬時大動態范圍的高性能射頻集成電路。瞬時動態范圍是用在多載波應用環境中所有接收機的一個關鍵指標，因為這里與有用信號相鄰的可能是一些功率電平很高的強干擾信號。雙音SFDR能夠使系統設計師對非線性特性進行更精確的預測。而通常的實際做法是，利用單音或雙音干擾信號，測試接收機在強信號阻塞條件下的恢復能力。通過研究雙音激勵條件下接收機的非線性特性，能夠計算各種截點，有助于對接收機量化以及為失真性能和總動態范圍進行建模。

圖2：圖1中所示接收機的雙音互調性能。

圖2給出了當有用信號頻率臨近地方存在兩個連續波強干擾時接收機的I+jQ輸出頻譜。本測試范例中，所加的輸入信號電平為–30dBm。這代表著比任何所規定的3G和4G蜂窩系統中所需的阻塞測試條件都要更加嚴苛的阻塞場景。對靠近或基帶頻率上的信號進行采樣時，由2nd、3rd、4th，甚至是5th和7th諧波所導致的失真將會影響大信號輸入條件下的性能。特別地，I/Q解調器的非線性特性需求特別高，以確保產生自有用信號和無用信號的互調項不會劣化感興趣的有用信號。這里與只是將焦點集中在絕大多數窄帶中頻采樣接收機設計中的常見失真-即三階截點(IP3)上不同，關注由偶數和奇數非線性所引起的失真項也很重要。這類非線性通常用IP2、IP4和IP5進行量化。通常，為了保證穩健可靠的工作，重要的是要評估在最壞輸入條件下進入接收機分析帶寬中的所有雜散信號。在這類嚴重的阻塞條件下，由高階非線性所產生的互調產物將會落入頻帶內并降低接收機的靈敏度。圖2中標出了比較關鍵的非線性項。請注意幾個奇數項與輸入基頻的靠近程度。這有助于解釋究竟距離多近的干擾信號將會引起落入有用信號帶內的互調產物。當采用直接變頻架構時，干擾信號的差頻(f2–f1)-接收機的有限2nd階非線性的產物，也會落入有用信號的頻帶內。

ADIsimRF?是ADI公司的免費在線信號鏈計算器，可以用來對各種測試條件下的接收機的動態噪聲和失真特性進行建模。非線性截點特性可以通過建模并測試出來，一直到高達7th次非線性項，并且可以與有ADIsimR所預測的級聯截點進行比較。通過對單個器件和整個級聯的非線性特性進行評估，整個接收鏈路能夠得到更好的優化，從而實現最高的瞬時動態范圍性能。利用該方案的高靈敏度接收機的噪聲系數小于2dB，且在施加W-CDMA規范(ETSI EN 302 217-2-2 V1.2.3 (2007-09))所規定的單音和雙音干擾電平時，接收機的降敏小于1dB。

泄漏到射頻輸入端口的任何本振信號都將發射回接收機中并與本振信號形成自混頻。自混頻導致本振信號的平方項，這將產生二次諧波，雖然通過低通濾波可以大大衰減自混頻產生的高頻，但直流卻落入到直接混頻接收機的頻帶內。請注意圖2中的直流項。

在基帶采樣系統中通常需要采用直流偏置校準和修正方法。殘留的直流偏置等效于信號分析帶寬內的干擾信號。有幾種可以減小該影響的技術，包括直流跟蹤對消，基帶采用交流耦合，或者采用簡單的方法——即通過選擇具有優異直流特性(包含較高偶次項失真特性)的器件。

非理想正交和鏡像抑制

I/Q幅度和相位失配將會引起信噪比性能降低。理想的I/Q解調器中，基帶I/Q信號的I和Q向量之間的相位關系為90度，這就是所謂的理想正交。在理想條件下，數字域里符號的鑒別可以很容易地通過瞬時I/Q向量軌跡來實現。然而當系統中具有I/Q失配時，I/Q符號向量將具有幅度和相位誤差，這將降低恢復信號的信噪比。I/Q的靜態誤差可以通過數字技術來消除。而研究直接變頻接收機的有效鏡像抑制與信號電平和偏移載波頻率的量之關系是非常重要的。正確理解接收機的單音I/Q失配的影響，將有助于簡化對加入一個調制信號時所測得性能的解釋過程。

調制誤差比性能

調制誤差比(MER)是用來衡量數字發射機或接收機的調制精度的一種方法。在一個理想線性和無噪系統中，接收機接收到信號的所有I/Q符號都將映射到信號空間星座圖的準確位置上，而設計中的各種非理想型(如幅度失衡、噪聲基底以及相位失衡)都將引起實測到的符號向量偏離其理想位置。該直接變頻接收機給出了各種調制方案所應效仿的MER性能水平。

圖3：10MHz OFDMA WiMAX信號的MER與射頻輸入功率的關系。

圖4：零中頻、低中頻和阻塞干擾情況下WCDMA信號的MER與射頻輸入功率的關系。

圖3和圖4分別繪出了用于10MHz寬的OFDM，WiMAX和WCDMA信號的不同功率上MER性能。通常，針對所接收到的輸入信號功率，接收機有三個明顯限制MER的因素。強信號時，由于接收機非線性所引起的落入帶內的失真分量將會大大降低MER。信號電平為中等時，接收機工作在線性狀態，信號又遠大于任何噪聲貢獻，此時MER達到其最佳值，這時其主要控制因素有解調器的正交精度、濾波網絡和可變增益放大器(VGA)，以及測試設備的精度等。隨著信號電平的持續降低，噪聲成為主要因素，此時MER性能將隨著信號電平逐dB下降。低信號電平時，噪聲為主要限制因素，以分貝為單位的MER將與SNR成正比關系。

仔細觀察圖4可以發現接收機在各種場景中的恢復性能。5MHz低中頻是最好的情況，因為不會受到與零中頻相關的任何直流偏置和閃爍噪聲的影響。在低功率電平上，接收機的噪聲性能相當恒定。即便有單音或雙音強干擾(W-CDMA基站規范中一種常見測試)時，噪聲系數的偏差也位于1dB之內。

鏡像抑制比是有用輸入信號頻率所產生的中頻信號電平與鏡像頻率所產生的中頻信號電平之比。鏡像抑制比的單位為分貝。適度的鏡像抑制比是非常關鍵的，因為鏡像功率可能遠高于有用信號功率，從而影響下變頻性能。圖5給出了W-CDMA的鏡像抑制與不同中頻頻率的關系。該接收機提供了出色的未校準鏡像抑制性能。通過附加的數字校正技術就能實現大于75dB的鏡像抑制，從而使得直接變頻接收機能夠同時捕獲數個相鄰但功率相差很大的信號(這是多載波接收機設計的一個關鍵性能)。

圖5：W-CDMA的鏡像抑制與不同中頻頻率的關系。