現今開關電源設計的五大難題：（1）高效率，（2）高功率密度，（3）低待機功耗，（4）高可靠性，（5）低成本。隨著PD與適配器行業發展，更大容量電池需具備相同或更快充電時間的趨勢正在加速采用，更大的功率及更高的輸出電壓。USB PD組織發布了最新的USB PD3.1 規范，使得最大的輸出達到48V 5A, 240W的功率。單管反激作為 AC-DC 中小功率段的主流應用拓撲，憑借其線性可控的工作模式和通俗易懂的控制邏輯為廣大工程師所熟知和使用。而隨著反激應用功率段的提升，單管在漏感能量處理方面的缺陷越發明顯，致使 150W 以上應用時效率偏低和漏感電壓尖峰偏高的問題無法解決。LLC拓撲能夠滿足高效率的要求，因而日益流行。然而在這種拓樸中，前PFC級必須在輕負載期間保持運作，造成諧振回路中存在內循環損耗，待機功耗成為一個頭疼問題，并且無法寬范圍調壓，需要加一級協議電路進行降壓調壓，從而降低了效率。

雙管反激式拓撲能夠輕松應對240W左右功率段，并且效率較高且還可以做到寬范圍調壓和低待機功耗幾大挑戰的解決方案，非常適用于PD與適配器行業，滿足USB PD3.1 EPR規范。

雙管反激主要特點：

雙管QR反激轉換器主要特點分為四個方面，它在低待機功耗、高效率、易于設計和低EMI方面有顯著的優勢。在低待機功耗方面，雙管QR反激轉換器能容易滿足要求。在高效率方面，雙管QR反激轉換器的特點表現在漏電感能量可以回收至輸入，且無需有損耗的緩沖器；500V MOSFET可以用在初級端；初級端采用谷底開關以降低開關損耗；減小次級端整流器的電壓應力。雙管QR反激轉換器具有易于設計的特點，它與熟知的傳統反激式轉換器設計相同，并且可以簡便地實現變壓器批量生產。它可以使大匝比變壓器，無需特別考慮泄漏電感。在EMI方面，雙管QR反激轉換器具有低EMI，漏極過沖電壓被箝制在輸入電壓上；谷底開關等特點。

雙管反激基本工作原理

一、開關模態 1[t0 ~ t1]

圖1：t0~t1

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t0時刻S1與S2已開通，原邊續流二極管已截至，直流輸入電壓Uin給Lm與Lr線性充電，電流iLr線性上升，副邊繞組電流i2在t0時刻下降至零，整流二極管D3關斷，負載由電容C供電。在這一過程中D3承受的反壓為U0+(N2/N1)Uin，D1、D2承受的反向電壓為Uin。
二、開關模態 2[t1 ~ t2]

圖2：t1~t2

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在t1 時刻同時關斷S1、S2，漏感電流iLr開始下降，電感變壓器兩端電壓反向，使得二極管D1、D2 立即導通，箝制了由于漏感所引起的原邊繞組感應電勢使之箝位在輸入電壓Uin，S1、S2所承受的反向電壓均為Uin，同時這部分漏感能量也導致了副邊繞組電流i2的緩慢形成，副邊繞組感應電勢將使D3 導通，從圖4中電流的波形可以看出，在電流ic過零前，負載由電容C及電感儲能一起供電；在電流ic過零后，電感儲能給電容C充電同時給負載供電。

三、開關模態 3[t2 ~ t3 ]

在t2時刻iLr下降到零，D1、D2關斷，i2達到最大值，之后i2從正向最大值線性下降，繼續給電容C充電和向負載供電。S1、S2所承受的反向電壓均降為[Ui + (N1/N2 )Uo ]/2，D1、D2所承受的反向電壓均為[Ui?(N1/N2 )Uo]/2。

圖3：t2~t3

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四，開關模態 4[t3 ~ t4 ]

圖4：t3~t4

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在t3 時刻同時開通 S1和S2，直流電壓Uin加在變壓器原邊繞組上，隨著iLr上升，i2下降，此時副邊整流二極管D3尚未關斷，副邊繞組電流仍繼續給電容C充電和向負載供電，D1、D2所承受的反向電壓由[Ui?(N1 /N2 )Uo ] /2上升為Uin。t4時刻iLr已上升到磁化電流iLm 值，i2=0，D3反偏，隨后Lm與Lr再次線性充電，新的PWM 開關周期又開始了。
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圖5：穩態原理波形

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致能科技240W氮化鎵解決方案
以下是廣東致能科技240W/15~48V輸出范圍可調，有橋PFC+雙管反激全GaN方案如圖6所示，本方案設計簡單，控制器可選擇范圍廣。該方案高24mm，長74mm，寬74mm，在這么一個薄小的設計能達到較好的效率。在230Vac和48V輸出條件下，四點平均能效達到95%，在230Vac和48V5A時，效率高達95.7%。

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圖6：240W-雙管反激方案電源

方案中使用廣東致能科技自主研發的Cascode結構的D-GaN，分別是ZN65C1R070L-70mohm與ZN65C1R0200L-200mohm如下圖7所示。這種管子結構的主要優點是，完整的共源共柵 D-GaN 開關具有低壓硅MOSFET的柵極特性。所以，現有的商用MOSFET 柵極驅動器可以輕松驅動共源共柵D-GaN開關。另外，硅MOSFET的柵極特性是眾所周知的，因此沒有未知特性需要解決，同時致能科技GaN管具有很好的動態電阻特性，溫度特性好。器件的柵極電荷比普通硅MOS低8倍，柵極電荷低保證器件快速開關從而降低驅動損耗與開關損耗。盡管 D-GaN 器件沒有反向體二極管，但由于本身是雙向器件，因此也能夠反向導通。只要它們的反向電壓超過柵 極閥值電壓，它們就可以開始進行導通，導通壓降比e-GaN小與硅MOS相當。
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圖7：廣東致能科技自研氮化鎵MOS

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該方案的PFC使用L4985 CCM峰值電流模式控制器，配合廣東致能科技自主研發的ZN65C1R070L-70mohm的GaN功率管組成的PFC電路，在230Vac和滿載情況下PFC的效率97.8%。該控制器具有高壓自啟動能力，能保證PFC電路優先啟動輸出400V母線電壓，從而為后級提供穩定的高壓輸入電壓，為后級變壓器大匝比提供工作條件，PFC原理如圖8所示。
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圖8：240W PFC電路原理圖

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DC-DC部分使用安森美的NCP1342高頻QR反激式脈寬調制 (PWM) 控制器，使用驅動變壓器驅動兩顆ZN65C1R200L-200mohm的GaN功率管，組成雙管反激拓撲架構，滿載條件下頻率130KHz，變壓器采用大匝比，這樣電源能接近工作在ZVS狀態并且漏感能量能被完全回饋到電源輸入端而達到很高的轉換效率。同步整流控制器MPS6908A支持高低電壓供電且外圍電路非常簡單，輸出整流采用150V，9.3hohm的SJ FET BSC093N15NS5。雙管反激原理如圖9所示。

圖9：240W雙管反激與同步整流電路原理圖

能效測試

傳導測試

圖14：EMC-CE

待機功耗

圖15：待機功耗

溫升測試
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雙管反激變換器與LLC諧振變換器的特性對比
LLC在高壓輸入即重載時的效率表現非常好，但是在低壓輸入即輕載時的表現相對較弱。總的來說在100W~300W范圍段，雙管反激的平均效率較好。它提供了與LLC諧振解決方案接近的效率，還有大幅改良的待機功率性能，與寬范圍調壓輸出特性。雙管反激式拓樸能夠成為頗具吸引力的解決方案，可替代復雜的LLC諧振轉換器，用于筆記本電腦適配器、LED-TV電源、LED照明驅動器、一體型電腦電源和大功率充電器應用

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總結

雙管反激作為單管反激的拓撲延伸，對工程師具有良好的設計習慣延續。同時該拓撲具有低電壓應力、漏感能量回收和高可靠性的優勢，輸出電壓寬范圍可調，使用我司高性能GaN管實現接近ZVS 的零電壓開通特點，很適合設計PD3.0/3.1大功率快充電源、大功率充電器。
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