1、引言

　　可充電鋰電池在手持電子產品以及工控領域應用越來越廣泛，在使用過程需要不斷對鋰電池進行充電，一種便捷可靠充電電路不僅可以提高電池的使用壽命，而且可以保證充電過程中的安全。該充電方式不僅可以通過USB接口進行充電還以通過USB接口與帶有USB接口的5V電源適配器進行直接連接進行充電，與之前只能通過電源適配器進行充電的方式更加便捷。鋰電池使用的領域本身控制板的所需提供的電源電壓一般為3.3V或5V，當鋰電池使用在3.3V工作的控制電路中所需通過斬波或其它方式對其進行降壓處理以滿足使用的需求；當使用在5V或更高電壓供電的控制電路中就需要將鋰電池的3.7V通過直流升壓電路進行處理已達到控制電路的需求。本文完成一套控制電路需要的電源電壓為5V，采用直流Boost升壓電路設計。

　　2、鋰電池充電電路

　　本文所中所論及的鋰電池充電電路主要有CN3052構成，CN3052是可以對單節(jié)鋰離子或者鋰-聚合物可充電電池進行橫流/恒壓充電的充電控制器，該器件內部包括功率晶體管，應用時不需要外部的電流檢測電阻和阻流二極管；該芯片并且符合USB總線技術規(guī)范，非常適用于便攜式應用領域；對于熱調制電路可以在器件的功耗比較大或者環(huán)境溫度比較高的時候將芯片溫度控制在安全范圍內；調制輸出電壓為4.2V，精度達1%，其充電電流的大小可以通過一個外部電阻點整。當輸入電壓掉電時CN3502自動進入低功耗睡眠模式，在該模式先芯片的消耗功率為微瓦數量級。同時該充電芯片還具備輸入電壓過低檢測，自動在充電，芯片使能輸入和電池溫度監(jiān)控以及狀態(tài)指示等功能。

　　圖1CN3502充電原理圖

　　3、DC-DC變換電路

　　3.1、DC-DC變換電路分類與特性

　　DC-DC變換器的種類很多，按輸入/輸出回路是否采用隔離，可分為隔離型DC-DC變換和非隔離型DC-DC變換兩大類。其中隔離型DC-DC變換相對于非隔離型DC-DC具有可變換的電壓范圍寬，輸出文波特性好等優(yōu)點；但是隔離型DC-DC變換都需要有變壓器，以及其它所需的元器件，所以在電路中占用的空間大，所需成本高等缺點，一般不適用于體積較小的器件中；非隔離型DC-DC變換具有所需器件少，重量輕、體積小和成本低的優(yōu)良特性；本文所涉及的DC-DC變換適用于手機、儀器儀表以及可以隨身攜帶的測量與計量器中，因此非隔離型DC-DC變換更為適用。對于非隔離型DC-DC升壓變換又分為電容型電荷泵倍壓變換和電感DC-DC變換，電荷泵倍壓變換電路設計比較簡單，元器件選擇適當的電容即可，同時其產生的干擾較小，但是它只能提供有限的范圍的電壓輸出，絕大多數電荷泵IC的電壓轉換最多只能達到輸入電壓的兩倍，這表示輸出電壓不可能高于輸入電壓的兩倍，因此其提供的電壓輸出范圍有限，應用較窄；電感型DC-DC變換相對于電荷泵具有輸出效率高，輸出電壓可以根據需要通過占空比進行調節(jié)，具有較寬的輸出電壓范圍，其缺點在于電路中需要對電感進行充放電，增加電路的復雜性，也交易產生干擾。通過對各種DC-DC變換的優(yōu)缺點比較，本位擬采用電感型DC-DC變換，本方案在成本，體積、效率以及輸出電壓范圍等方面都具有優(yōu)良的特性。

　　3.2、電感型DC-DC變換器原理

　　電感型DC-DC變換，其工作原理是應用流經電感的電流不能突變，在一個工作周期內，電感兩端的平均壓差為零這一特性。如下圖2所　示DC-DC升壓電路工作原理圖，當開關S閉合時能量從輸入電源流入儲能電感L中，此時二極管D處于反偏截至狀態(tài)，儲存在濾波電容C中的能力釋放給負載；當S斷開時由于電感L中的電流不能突變，它所產生的感應電動勢阻止電流的減小，L中感應電動勢的極性為左負又正，此時續(xù)流二極管D處于正向偏置導通狀態(tài)，電感中的能量經過續(xù)流二極管向濾波電容C充電，同時給負載供電。

　　圖2電感型DC-DC升壓原理圖

　　在開關S閉合期間，流經電感L中的電流近似線性增加，其值為：式1其中為流過儲能電感L的最小電流值。當開關S閉合結束時流過電感L的電流為：式2由式1和2可得，在開關S閉合期間流過電感L的電流增量為：式3在開關S打開時，續(xù)流二極管導通，儲能電感兩端的電壓為：式4.時流過電感L的電流為：式5在開關S打開結束時，流過電感L的電流為：式6此時電流的變化量為：式7在穩(wěn)定狀態(tài)時，儲存在電感L中的電流在開關S閉合期間的增量等于開關S打開期間的減少量，由式3和式7得到：式8所以：式9。

　　其中，可見改變占空比大小，就可以獲得所需的電壓值，由于占空比總是小于1，所以輸出電壓總是大于輸出電壓。

　　3.3、DC-DC變換電路設計

　　如圖3所示為本文設計的DC-DC變換電路原理圖。從圖3所示DC-DC變換原理圖可知，本變換電路由儲能電感L1、開關控制器MAX1771、功率MOS管IRF7403，續(xù)流二極管IN5817以及濾波電容等元器件組成。

圖3DC-DC變換原理圖

　　MAX1771是一款采用雙極互補金屬氧化半導體工藝的開關電源控制器，該芯片內部預制輸出電壓為12V，并且提供可調輸出電壓配置功能，其結合了PFM（脈沖頻率調制）和PWM（脈沖寬度調制）的優(yōu)良特性，具有高的輸出效率和寬范圍的輸出電流。脈沖頻率調制具有較小的靜態(tài)電流，在小負載條件小工作時具有較高的工作效率，但是文波較大；脈沖寬度調制在大負載條件下具有較高的效率，切噪聲小。該芯片采用的是一種新型限流PFM控制方式，來控制電感充電電流，使其不超過某一電流峰值。這樣既保持了傳統(tǒng)PFM的低靜態(tài)電流，同時在較大負載下工作時也具有較高的工作效率，同時由于限制了電感的電流峰值，外圍電路可以采用較少的器件就可以獲得滿意的文波輸出電壓，這樣即減小了體積又降低成本。MAX1771引腳功能簡介：1）EXT為N溝道功率開關管門極驅動信號輸出腳；2）V+為控制芯片提供輸入電源，同時作為自舉工作模式的電源檢測輸出；3）FB為反饋檢測輸出端，通過檢測電路實現對輸出電壓進行控制；4）SHDN為工作模式選擇輸出引腳，通過控制該引腳的輸入電平，可實現工作休眠模式；5）REF為1.5V參考電壓輸出，如果不用可以通過0.1uF電容接地；6）AGND為模擬電源地；7）GND為電源返回地；8）CS引腳為限流輸出引腳，通過檢測功率管的電流實現過流保護。

　　MAX1771外圍電路設計，為了實現輸出電壓可調，需要通過將輸出電壓反饋輸入到MAX1771的FB引腳，通過該反饋電壓與內部的1.5V基準電壓進行比較，來調節(jié)PFM頻率輸出。如圖3所示，該反饋網絡由和以及電容組成，對與電阻為了保證阻抗匹配選擇范圍為10K到500K之間，在此選擇的阻值為100K通過公式：來得到的阻值為220K，對于的容值選擇既要保證工作的穩(wěn)定性又要保證線性關系。該值通過實驗在此選定為47pF。

　　3.3.1、電感量確定

　　根據電路的工作波形，電感電流包括直流平均值和紋波分量兩部分。假若忽略電路的內部損耗，則變換器的輸出能量和變換器的輸入能量相等，即，所以電感電流的文波分量是三角波，在期間，相對于平均電流，電流的增量為；在期間，電流的減少量為；當該電路工作在穩(wěn)定態(tài)時，電流的減少量等于電流的增加量即：；為了保持電路工作的穩(wěn)定性與可靠性一般取流過電感的峰值電流不大于其最大平均電流的1.2倍，同時避免因為電流過大造成電感飽和。電感的感值可以通過下式確定（楊旭．開關電源設計［M］．北京：機械工業(yè)出版社，2004．）式中L為臨界電感量，為電壓輸出值，D為占空比，T為開關周期，為最大輸出的電流。在此為5.0V，D取值為0.26，T為20ｕs，最大輸出電流為1A。經過計算得到L的電感量為7.12uH，在該設計中取L的電感量為22uH/2A的標準電感。

　　3.3.2、濾波電容值確定

　　輸出濾波電容容量與輸出電壓的文波的要求直接相關，同時輸出文波電壓與占空比D有一定關系。其輸出文波電壓的表達式為：（李定宣，開關穩(wěn)定電源設計與應用）由該式得出電容容值表達式為：在該設計中輸入電壓為3.7V，占空比D為0.26，MAX1771的輸出頻率定為50KHz，對于輸出電壓的文波要求不大于1%，從而得到濾波電容的容值為44uF。

　　3.3.3、開關管的選擇

　　開關管VT在電路中承受的最大電壓是U0，考慮到輸入電壓波動和電感的反峰尖刺電壓的影響，所以開關管的最大電壓應滿足＞1.1×1.2。實際在選定開關管時，管子的最大允許工作電壓值還應留有充分的余地，一般選擇（2~3）1.1×1.2。開關管的最大允許工作電流，一般選擇（2~3）。開關管的選擇，主要考慮開關管驅動電路要簡單、開關頻率要高、導通電阻要小等。本設計選擇P溝道功率場效應管IRF7404，該器件的VDSM=20V，IDM=7A，完全滿足設計要求。

　　4、結束語

　　按以上原理和計算設計輸入3.7V，輸出5V的5W升壓DC／DC電路，整個電路調試容易，工作穩(wěn)定，可靠性高，效率達85％以上，特別是成本低，已應用于實際設備中。另外，可根據具體的電路指標要求，對電路靈活控制、變動，設計出其他的應用電路