本文中所說的比率特性是指器件輸出與待測量和其他電壓或電流的比例有關。

傳感器和阻性檢測元件

許多傳感器的輸出與其電源電壓都是成比例的。這通常是因為產生輸出的感應元件是比率器件。最常見的比率元件是電阻器，其阻值隨被測量的變化而變化。電阻式溫度檢測器（RTD）和應變計都是典型的阻性敏感元件。

阻性元件的比率性是由于其阻抗不能直接測量。其值是由電阻兩端的電壓與經過電阻的電流的比值確定的。

R = V/I 公式1 （歐姆定理）

使用阻性元件的傳感器通常令一個電流流過電阻并測量其電壓。在輸出傳感器之前，可以將該電壓進行放大或電平偏移，但是其大小仍然與流過電阻的電流相關。如果該電流來自于電源電壓，那么傳感器的輸出與電源電壓成比例。公式2描述了這類比例傳感器的輸出（圖1），其中Vs是輸出信號，Ve是激勵電壓，S是傳感器的靈敏度，P是所測參數的量值，C是傳感器的失調量。

Vs = Ve （P x S + C） 公式2

圖1. 比例型傳感器

Honeywell？［1］ MLxxx-C系列壓力傳感器是眾多汽車比例傳感器中具有代表性的器件。當在5V標稱電源電壓下工作時，失調電壓為0.5V，滿量程輸出為4.5V。如果改變激勵電壓，失調電壓和滿量程輸出會隨之按比例變化。

需要知道激勵電壓才可使用輸出信號，這在許多應用中是很不方便的。為了解決這一問題，制造商在電路上增加了一個電壓基準。這種器件可提供非常精確的電壓，并與溫度和電源電壓無關。如果流經感應電阻的電流來自于基準電壓，那么公式2中的Ve可用一個常數替換。從而得到公式3，其中的新常數包含在S2和C2之中。

Vs = P x S2 + C2 公式3

因為輸出信號僅為被測參數的函數，所以公式3不是比例關系。Honeywell公司的MLxxx-R5系列壓力傳感器就是非比例傳感器。當在7V和35V之間的任何電源電壓下工作時，失調都是1V，滿量程輸出為6V。

模數轉換器（ADC）與阻性器件

用于將傳感器信號數字化的ADC也是比例器件。無論其內部架構如何，所有ADC都是通過對未知輸入電壓與已知參考電壓相比較來工作的。轉換器的數字化輸出是輸入電壓與參考電壓的比值乘以ADC的滿量程讀數?？紤]到內部放大和設計的多樣性，還需要一個比例因子K。無論K值大小，只要ADC的配置未改變，K值都保持固定不變。公式4描述了一個普遍意義上的ADC （圖2）的數字讀數（D）和輸入信號（Vs），參考電壓（Vref），滿量程讀數（FS）以及比例因子（K）間的關系。

D = （Vs/Vref）FS x K 公式4

圖2. 普遍意義上的模數轉換器

參考電壓的與ADC的具體設計有關。在一些ADC中參考電壓是電源電壓，而在另一些ADC中參考電壓來自于內部基準源，在其他設計中，用戶必須將參考電壓連接至ADC的Vref輸入端。如果使用了內部或外部電壓基準，使參考電壓成為一個衡定值，則公式4可簡化為公式5，其中K2是一個新的常數，其值為FS x K/Vref。

D = Vs x K2 公式5

傳感器的測量

由一個非比例傳感器和具有固定參考電壓的ADC組成的小系統的輸出可通過將公式3 （傳感器的輸出）中的Vs （ADC的輸入）代入公式5中得到。如公式6所示。

D = P x S2K2 + C2K2 公式6

公式6給出了所需的確切關系。數字量值（D）大小與P的變化成比例，并且僅受P改變的影響。D不受溫度和電源電壓變化的影響。

省去電壓基準

利用電壓基準穩定傳感器和ADC是一種有效且必要的技術。然而，并非總是最好的技術。

本文的其余部分將討論如何創造性地利用ADC的參考電壓輸入，從而省去許多傳感器電路中的電壓基準和電流源。這種設計節省了元件成本、電路板空間以及電壓“凈空”。由于省去了電壓基準，非理想基準相關的誤差也不復存在，因此精度也有所改善。這種技術已在汽車工業中應用多年。傳感器和ADC與電源電壓的比例關系一經確定，便無需精確的電壓基準。

與之相似的采用電流驅動傳感器和單元件阻性傳感器（如RTD）的技術已不常用了。這些電路中ADC的靈敏度會隨溫度或電源電壓的變化而變化。雖然如此，ADC和傳感器輸入的組合還是相當穩定的。

與電源電壓成比例的傳感器

將公式2中的輸入信號（Vs）代入公式4，便可得到測量比例傳感器時ADC的輸出。得出公式7，該公式表示：D是P，Ve和Vref的函數。

D = P（S x FS x K x Ve/Vref） + C（FS x K x Ve/Vref） 公式7

乍一看，公式7中的方法似乎并不理想，因為輸出（D）是三個變量的函數，而并非僅僅是P的函數。然而，仔細觀察會發現：Ve/Vref的比值是非常重要的，單獨的數值并無太多意義。如果Ve和Vref電壓來自同一個電源，則很容易得到恒定的Ve/Vref比值。一旦這樣的話，D將與P的變化成比例，并且只與P的變化有關。設Ve/Vref比值為一個常數，公式7可簡化為與公式6相似的形式。因此，這就說明無需電壓基準也能實現相同的性能。

從實際應用的角度來看，Ve和Vref必須足夠大，這樣才能避免噪聲干擾；同時Ve和Vref還必須處于ADC和傳感器所指定的范圍內。用正電源電壓作為Ve和Vref的電壓源通?？梢詽M足上述要求，并且允許為大量并聯的傳感器供電，如圖3［2］所示。

圖3中MAX1238的前端有一個12輸入的多路復用器，且內置一個電壓基準。在這種情況下，雖沒有與ADC基準有關的附加成本，但是如要給10個傳感器中的每個都增加基準則會使成本明顯增加。 MAX1238還允許AN11輸入作為參考電壓。將AN11作為參考輸入并將其連接至5V電源，可設置ADC的滿量程輸入為5V，并便于與比例型傳感器配合使用。在圖3中，MAX1238的內部參考電壓并非閑置。可用軟件控制內部電壓基準并用于診斷，如測量電源電壓?？赏ㄟ^連接到輸入AN10的分壓器來實現。

圖3. MAX1238 ADC允許AN11輸入作為參考電壓，因此，ADC可與比例傳感器配合使用。

圖3的拓撲非常適合汽車應用和那些由單電源供電，供電線路上壓降很小的應用。并不適合那些工作中必須使用長導線的傳感器或者是ADC和傳感器由不同電源供電的應用。

電流驅動的電橋

在低噪聲環境或者系統中，若壓力傳感器緊挨ADC放置，可能沒有必要使用帶信號放大的傳感器。在這些應用中，低成本橋式輸出傳感器更適合。為了降低傳感器成本，同時在整個溫度范圍內提供良好的性能，許多此類壓力傳感器，如Nova Sensor公司的NPI-19系列［3］都是由電流源供電而不是電壓源供電。（更詳細的論述請參見附錄1）。公式8給出了這種電流驅動的傳感器的輸出，其中Ie是激勵電流。

Vs= Ie （S x P+C） 公式8

圖4給出了一個常用于橋式輸出傳感器的電流源。該電流源由一個低溫度系數電阻，一個運算放大器及一個電壓基準組成。如果ADC和壓力傳感器整合于一個部件中，則電流源的電壓基準也可為ADC提供參考電壓。在圖4的電路中，電壓基準同時被用來穩定傳感器和ADC，使它們不受變化的溫度和電源電壓的影響。

圖4. 該設計中電流驅動傳感器的電流源由一個電阻，一個運算放大器和一個電壓基準組成。

與圖4類似的另一種方法如圖5所示的電路，無需電流源或電壓基準。需要注意的是：雖然傳感器和ADC的組合在整個溫度范圍內都很穩定，但是ADC和傳感器都具有很大的溫漂。如果單獨測量，傳感器的靈敏度將隨溫度的升高而降低，而ADC的靈敏度則升高。由于在整個溫度范圍內ADC輸出不是穩定的，所以將該方法用于ADC有多路輸入的電路時必須特別小心。

圖5. 傳感器和ADC組合的另一種設計方法，無需獨立的電流源或電壓基準。

從圖5可以得出公式9：

Vref = Ie x R1 公式9

將公式9中的Vref和公式8中的Vs代入上述ADC的公式4 ，得出公式10。

D = ［Ie （S x P+C）/（Ie x R1）］（FS x K） 公式10

因為分子和分母中含有激勵電流（Ie），因此可消去。由此可得到公式11，表示輸出與激勵電流無關。如果將公式11中的常數項合并，將再次得出與公式6等效的公式：帶有電壓基準的系統。

D = P（S x FS x K/R1）+C（FS x K/R1） 公式11

如果R1作為一個常數，它必須具有較低的溫度系數。與圖4相比，圖5要求R1具有良好的溫度穩定性，這并不是其缺點，因為圖4中的電阻也必須具有良好的溫度穩定性。

公式11中沒有R2，而且電路中也不需要R2。但是，對R2進行分析是為了說明它并不影響ADC讀數。R2可用另一個電流驅動的壓力傳感器、RTD或一個固態開關的電阻代替，而不會影響ADC讀數。

理論上，可以采用多通道輸入ADC和數個串聯驅動的電流型傳感器。然而，傳感器串聯會使得激勵電流（Ie），傳感器信號（Vs）以及參考電壓（Vref）更低。當傳感器串聯時，需要特別注意對ADC Vref的要求及系統噪聲。

RTD

RTD是另一種通常與電流源配合使用的傳感器。RTD的常用材料是鉑，通常具有約3，800ppm/°C的正溫度系數。測量RTD的傳統方法是將其作為電阻橋的一個端子。然而，在實際應用中，很少使用電阻橋。低成本高分辨率ADC的存在在，使得只需驅動一個電流流過RTD，并直接測量RTD兩端的電壓這種簡單方案更為經濟。這種方法避免了非平衡橋的非線性問題，并且省去了組成電阻橋的三個精密電阻。

圖6中的電路也無需利用電橋或者穩定的電流源來測量RTD （Rt）。該電路只需要一個穩定的基準電阻（R1）和一個低等級的限流電阻即可。

圖6. 無需電阻橋或穩定電流源來測量Rt的電路