一、引　　言

　　目前，再入遙測系統正朝著更高傳輸速率的方向發展，即所要傳輸的數據容量和參數種類在急劇增加，要求PCM信號的碼速率已增加到2 Mbit/s或更高。在國際遙測頻段，要實現2 Mbit/s PCM信號的調頻，構成調頻遙測發射機的技術方案有2種。一種方案是在晶體振蕩器上進行調頻，然后再通過倍頻、濾波和放大鏈路來達到所需的工作頻率、功率和調制特性。該方案使用經典電路，容易實現高碼速率信號的寬帶調頻，但其電路結構復雜，調試難度大，雜波抑制比和工作穩定性也不十分理想。另一種方案是在微波頻段進行鎖相調頻，也就是在鎖相振蕩器中采用兩點注入式調頻方式實現2 Mbit/s再入遙測信號的寬帶調頻，然后將其輸出的已調微波信號通過MMIC微波功率放大器放大到所要求的輸出功率電平。它克服了第一種方案的缺點，可達到較好的技術性能，是工程應用中比較好的技術方案。兩點注入式調頻也有2種實現方式，即完全兩點注入式調頻方式和準兩點注入式調頻方式。前一種方式是將PCM信號分成兩路，一路注入到S波段壓控振蕩器，另一路注入到晶振參考源。在晶振進行寬帶調頻，將與頻率穩定度之間有一定的矛盾，具體實現有較大技術難度，而后一種方式卻不存在這一問題。本文研究的調頻遙測發射機將選用準兩點注入式調頻方式。

　　二、準兩點注入式鎖相調頻遙測發射機的構成

　　準兩點注入式微波鎖相調頻遙測發射機的框圖如圖1所示，它由鎖相調頻源和功率放大器組成。其中，鎖相調頻源是由壓控振蕩器、分頻器鏈路、晶振參考源、鑒相器、環路濾波器、輸入調整電路、積分器和輸出微帶隔離器構成。

　　在該調頻遙測發射機中，輸入的PCM信號經過調整電路后被分成兩路，一路直接注入到S波段壓控振蕩器輸入端，使壓控振蕩器的輸出頻率隨著調制信號線性變化，實現直接調頻;另一路經過一個積分器注入到環路濾波器輸入端口后，再對壓控振蕩器進行調相來實現間接調頻。該調頻方式就稱為準兩點注入式微波分頻鎖相調頻。

　　三、準兩點注入式調頻特性的分析

　　圖2為準兩點注入式鎖相調頻電路的相位模型。圖中，為簡化分析，輸入調整電路未考慮進去，但不影響分析結果。Kv(rad/sV)是壓控振蕩器的壓控靈敏度，N為分頻器鏈路的分頻比，Kd(V/rad)是鑒相器的鑒相靈敏度，Km(1/s)為積分器的積分時間常數，F(S)是環路濾波器的傳遞函數，UΩ(S)為輸入PCM信號。

　　由相位模型可得：

?

　　為使調頻特性分析簡便，設θi(s)=0，解方程組(1)得出UΩ(s)引起的環路總輸出相位變化：

?

　　環路的誤差傳遞函數為

?

　　所以，產生的調制頻偏為

?

　　式(4)表明，在準兩點注入式調頻中，合理設計積分器，選擇其積分常數Km滿足下列條件：

?

　　其調頻特性將為一平坦的直線Kv，即可得到與環路響應無關的寬帶調制特性。這一技術特性正好滿足高碼速率再入遙測信號的調頻要求。

?

　　四、主要電路的設計

　　1.VCO調頻電路

　　為適應2 Mbit/s PCM信號傳輸和寬帶調制的要求，采用的壓控振蕩器的調頻電路應具有調制線性范圍寬、調制頻偏大的特性。據此，選用雙變容二極管部分電容接入回路形式的調頻電路，如圖3所示。

?

　　圖中，電感L為一段四分之一波長、特性阻抗為100Ω的高阻抗微帶線，它將V1的正極直流接地。V1和V2為相同型號的變容二極管，V3為壓控振蕩器的振蕩管。

　　要使2 Mbit/s PCM再入遙測信號能在調頻電路中產生調制響應，并有較大的調制頻偏，其技術關鍵在于變容二極管的選取。對于變容二極管，它的結電容Cj和所加的電壓信號VR之間有如下關系：

?

　　式中　φ為變容二極管內建電位差(對于GaAs管，φ=1.3 V); C′0是VR=0時的結電容，為一常數;γ是電容-電壓斜率指數。

　　選擇變容二極管時，電容-電壓斜率指數γ是我們應考慮的重要因素。因為，γ≈1的變容二極管僅適用于窄帶調制，而1.2<γ<1.4的變容二極管是寬帶調制的最佳選擇。例如，選取美國MACOM公司生產的GaAs超突變結變容二極管MA46482，其γ值為1.25。

　　2.環路濾波器和積分器電路

　　環路濾波器和積分器電路如圖4所示。其中，環路濾波器采用有源比例積分低通濾波器，由運算放大器CA3140E和R1、R2、C組成。積分器由另一個CA3140E和R0、C0構成，為有源積分器。

?

　　環路濾波器中R1、R2、C的值由環路自然諧振角頻率ωn和阻尼系數ξ這兩個參數決定，其計算公式為

?

　　在設計中，選取ωn=2π×100 rad/s，ξ=0.707，Kv=2π×8×106 rad/sV，Kd=0.12 V/rad，N=320，C=0.1μF，經過計算得到R1=477.4 kΩ，R2=22.5 kΩ。實際取R1=470 kΩ，R2=22 kΩ。

　　對于有源積分器，它的積分時間常數計算式為

?

　　式中，A為運算放大器的電壓放大倍數。已知CA3140E的A=2×104，由式(5)可計算出Km=18.85。若選取R0=2 MΩ，則由式(8)得

?

　　另外，為確保有源積分器能正常工作，其運算放大器的3腳應接上一個20 kΩ的電阻。

　　3.分頻器鏈路

　　鎖相環路中的分頻器鏈路是使用“÷4分頻器”IFD-53110和“÷80分頻器”SE114來組成，如圖5所示。IFD-53110是MMIC微波高速分頻器，屬于微波和ECL電路，最高工作頻率達3 500 MHz。

　　SE114也屬于MMIC微波高速分頻器，最高工作頻率達1 000 MHz，其輸入電路為ECL邏輯，輸出電路為標準TTL邏輯接口，最低輸出電平0.5 V，最高輸出電平2 V。

?

　　4.MMIC微波功率放大器模塊

　　調頻遙測發射機中的微波功率放大器采用由硅三極管管芯構成的MMIC功放模塊，如圖6所示。它由激勵級、功率放大級和直流供電電路組成，其外形尺寸僅有30 mm×28 mm×10 mm，輸入和輸出均為微帶形式。該模塊的輸出功率大于5 W，功率增益21 dB，工作電流小于1 A。

?

　　五、實驗研究結果

　　本調頻遙測發射機中壓控振蕩器的振蕩管選用AT-42070晶體管，鑒相器是MC4344集成塊，晶振參考源選用溫補晶振ZWB-18B。將微波高速前置分頻器和壓控振蕩器電路制作在40 mm×30 mm的微帶片子上，鎖相環路和其它電路一起制作在76mm×70 mm的印制板上，整個發射機體積為158 mm×85 mm×35 mm。經過精心調試和反復實驗后，調頻遙測發射機達到了以下主要技術指標：

　　(1)工作頻率：S頻段;

　　(2)輸出功率大于7 W;

　　(3)頻率穩定度達到±1×10-5;

　　(4)輸入2.048 Mbit/s PCM信號，調制頻偏±700kHz;

　　(5)雜波抑制比達55 dBc;

　　(6)工作電壓+27 V，電流小于1.3 A。

　　對于上述調制頻偏一項指標，目前用頻偏儀還無法測量這么大的頻偏，只能使用頻譜儀進行間接測量。按照調頻理論，對于單一頻率的PCM輸入信號，當調制指數為mf時，調頻波的第一對邊頻分量與主頻分量的電平差：

?

　　式中，J0(mf)、J1(mf)是零階和一階第一類貝塞爾函數。就2 Mbit/s調頻系統來說，PCM調制信號的最高頻率fm為1 MHz，按國際遙測標準要求，其調制頻偏應為±700 kHz，相應的調制指數mf=0.7，由(9)式可計算出δA=-8.56 dB。因此，如果在頻譜儀上測得第一對邊頻分量與主頻分量的電平差值達到-8.5 dB左右，即可確認為該調頻波的調制頻偏達到了±700 kHz。

　　六、結束語

　　采用準兩點注入式調頻方案的微波鎖相調頻遙測發射機，當積分器的參數設計適當時，調制特性與環路參數無關，使環路參數的設計范圍增大，有利于提高發射機工作狀態的穩定性。準兩點注入式微波鎖相調頻具有平坦的寬帶調制特性，該技術適用于2 Mbit/s再入遙測系統中調頻遙測發射機的研制。在電路實施方案中，大量使用了MMIC集成器件，使調頻遙測發射機的體積得到了小型化。文中的分析結果和給出的主要電路，對未來有關的工程研制有較大的技術參考價值。