圖1 電流反饋運(yùn)算放大器的簡化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

　　之所以用CCII+作為電壓緩沖器，是因?yàn)镃CII+具有如下的功能特點(diǎn)：


　　該方程表明，CCII+的Y端口電流為零，X端口的電壓跟隨Y端口的電壓，因而X端口呈現(xiàn)零輸入阻抗;低阻抗X輸入端的電流傳輸?shù)礁咦杩沟腪輸出端，即在Z輸出端口相當(dāng)一個(gè)可控制輸出電壓。實(shí)際上CCII+可以看做一個(gè)電壓緩沖器，因此基于這一思想，在參考文獻(xiàn)[1]的基礎(chǔ)上，并參考圖1 CFOA的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，用CCII+做輸入，中間級利用文獻(xiàn)[2]圖7.6-17，加以改進(jìn)，構(gòu)成低壓低功耗的兩級電壓運(yùn)算放大器，外加輸出緩沖，就構(gòu)造出一新型的CFOA電路(圖3，圖4)。

　　圖3為低壓低功耗電流反饋運(yùn)算放大器電路模型圖。
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　　圖5為圖4的交流小信號分析模型圖5中rx(CCII+的 反相輸入端電阻)ro (輸出緩沖器的輸出電阻)均非常小，可忽略不計(jì)。則有：

　　假設(shè)核心模塊OPAMP為單極點(diǎn)且開環(huán)增益為 A(S)=(AOWt/S+Wt)，注意Wt是OPAMP的-3DB帶寬。( 為了獲得合適的相位裕度.利用調(diào)零電阻RZ和米勒電容CC進(jìn)行相位補(bǔ)償)AOWt是-3DB帶寬和開環(huán)低頻增益的乘積。帶入(1)式可得：

　　合理的選擇RL和 CZ 使二者產(chǎn)生的極點(diǎn)遠(yuǎn)大于GBP。那么(2)式可簡化為：

　　又由于Ao=30.5K, A0RL≥Rf(3)式又可簡化為：

　　又由于rX (反相端的輸入電阻)很小 ，因此 Ii =Vi/Ri(4)式又可簡化為：

　　由(5)可得CFOA的-3DB帶寬為：

　　(6)式表明CFOA的-3DB帶寬依賴于Rl和Rf。由(5)式可知CFOA的增益依賴于Rf 和Ri ,很明顯對于一定的Rl , Rf 一旦確定，改變Ri可獲得不同的增益，而-3DB帶寬卻不受影響。因此CFOA實(shí)現(xiàn)了增益和帶寬的獨(dú)立調(diào)節(jié)。為了避免運(yùn)算放大器OPAMP的高頻極點(diǎn)和確保閉環(huán)增益的穩(wěn)定性，CFOA的-3DB帶寬必須小于GBP,從(6)式知Rl必須滿足RlRf。

利用HSPICE仿真

開環(huán)狀態(tài)下交流小信號分析


　　CFOA的開環(huán)增益及相位圖如圖6，AV=-28.5K(89dB)，GB=52.5MHz,相位裕度為82°，由此可見開環(huán)相位裕度大于45°是穩(wěn)定的。

閉環(huán)狀態(tài)下交流小信號分析


　　閉環(huán)電路的增益和相位如圖7所示，-3dB帶寬約為23.3MHz而增益卻分別為12dB，6dB，2.5dB，0dB，相位裕度均大于45°，由此可見增益和相位均是穩(wěn)定的。

　　由此可見CFOA實(shí)現(xiàn)了增益和帶寬的獨(dú)立調(diào)節(jié)。同樣也可以構(gòu)成同相放大器(將Ri 接地.信號由Y端輸入)。

　　轉(zhuǎn)換速率測定(將CFOA接成電壓跟隨器)結(jié)果如圖8所示。


結(jié)語

　　本設(shè)計(jì)在有關(guān)資料的基礎(chǔ)上，提出了自己設(shè)計(jì)的低壓低功耗電流反饋運(yùn)算放大器。在輸入級合理設(shè)置CCII+的W/L來提高其帶寬，避免了輸入級的迷勒補(bǔ)償。在輸出級使用了緩沖器，在開環(huán)時(shí)，將輸出電阻減小到幾歐姆左右，極大的提高了負(fù)載能力。-3DB帶寬為23.3MHz，靜態(tài)功耗降低為為3.5mW。當(dāng)前，電流負(fù)反饋運(yùn)算放大器主要是基于雙極工藝的，但是隨著電源電壓的降低及芯片集成度的增加，對CMOS型電路的研究是很有必要的。