本文的目的是為您提供關于頻譜儀或信號分析儀的基本概述。您或許想要進一步了解與頻譜分析相關的更多其他話題，您可訪問頻譜分析儀網頁。這里將重點介紹頻譜分析儀工作的基本原理。雖然今天的技術使得現代數字實現替代許多模擬電路成為可能，但是從經典的頻譜分析儀結構開始了解仍然非常有好處。今后我們還將探討數字電路賦予頻譜儀的功能及優勢，以及討論現代頻譜儀中所使用的數字架構。

圖 2-1 是一個超外差頻譜儀的簡化框圖。“外差”是指混頻，即對頻率進行轉換，而“超”則是指超音頻頻率或高于音頻的頻率范圍。從圖中我們看到，輸入信號先經過一個衰減器，再經低通濾波器（稍后會看到為何在此處放置濾波器）到達混頻器，然后與來自本振（LO）的信號相混頻。

圖 2-1. 典型超外差頻譜分析儀的結構框圖

由于混頻器是非線性器件，其輸出除了包含兩個原始信號之外，還包含它們的諧波以及原始信號與其諧波的和信號與差信號。若任何一個混頻信號落在中頻（IF）濾波器的通帶內，它都會被進一步處理（被放大并可能按對數壓縮）。基本的處理過程有包絡檢波、低通濾波器進行濾波以及顯示。斜波發生器在屏幕上產生從左到右的水平移動，同時它還對本振進行調諧，使本振頻率的變化與斜波電壓成正比。

如果您熟悉接收普通調幅（AM）廣播信號的超外差調幅收音機，您一定會發現它的結構與圖 2-1 所示框圖極為相似。差別在于頻譜分析儀的輸出是屏幕而不是揚聲器，且其本振調諧是電子調諧而不是靠前面板旋鈕調諧。

既然頻譜分析儀的輸出是屏幕上的 X-Y 跡線，那么讓我們來看看從中能獲得什么信息。顯示被映射在由 10 個水平網格和 10 個垂直網格組成的標度盤上。橫軸表示頻率，其標度值從左到右線性增加。頻率設置通常分為兩步：先通過中心頻率控制將頻率調節到標度盤的中心線上，然后通過頻率掃寬控制再調節橫跨 10 個網格的頻率范圍（掃寬）。這兩個控制是相互獨立的，所以改變中心頻率時，掃寬并不改變。還有，我們可以采用設置起始頻率和終止頻率的方式來代替設置中心頻率和掃寬的方式。不管是哪種情況，我們都能確定任意被顯示信號的絕對頻率和任何兩個信號之間的相對頻率差。

縱軸標度按幅度大小劃分。可以選用以電壓定標的線性標度或以分貝（dB）定標的對數標度。對數標度比線性標度更經常使用，因為它能反映出更大的數值范圍。對數標度能同時顯示幅度相差 70 至 100 dB（電壓比為 3200 至 100,000 或功率比為 10,000,000 至 10,000,000,000）的信號，而線性標度則只能用于幅度差不大于 20 至 30 dB（電壓比 10 至 32）的信號。在這兩種情況下，我們都會運用校準技術1給出標度盤上最高一行的電平即基準電平的絕對值，并根據每個小格所對應的比例來確定標度盤上其他位置的值。這樣，我們既能測量信號的絕對值，也能測量任意兩個信號的相對幅度差。

屏幕上會注釋出頻率和幅度的標度值。圖 2-2 是一個典型的頻譜分析儀的顯示。

圖 2-2. 參數已設定的典型頻譜分析儀顯示圖

現在讓我們將注意力再回到圖 2-1 中所顯示的頻譜分析儀元器件。

射頻衰減器

分析儀的第一部分是射頻衰減器。它的作用是保證信號在輸入混頻器時處在合適的電平上，從而防止發生過載、增益壓縮和失真。由于衰減器是頻譜儀的一種保護電路，所以它通常是基于基準電平值而自動設置，不過也能以 10 dB、5 dB、2 dB 甚至 1 dB 的步進來手動選擇衰減值。圖 2-3 所示是一個以 2 dB 為步進量、最大衰減值為 70 dB 的衰減器電路的例子。

其中隔直電容是用來防止分析儀因直流信號或信號的直流偏置而被損壞，不過它會對低頻信號產生衰減，并使一些頻譜儀的最低可用起始頻率增加至 9 kHz、100 kHz 或 10 MHz。

在有些分析儀中，可以像圖 2-3 那樣連接一個幅度基準信號，它提供了一個有精確頻率和幅度的信號，用于分析儀周期性的自我校準。

圖 2-3. 射頻衰減器電路

低通濾波器或預選器

低通濾波器的作用是阻止高頻信號到達混頻器。從而可以防止帶外信號與本振相混頻，在中頻上產生多余的頻率響應。微波頻譜分析儀或信號分析儀用預選器代替了低通濾波器，預選器是一種可調濾波器，能夠濾掉我們所關心的頻率以外的其他頻率上的信號。在第 7 章里，我們將詳細介紹對輸入信號進行過濾的目的和方法。

分析儀調諧

我們需要知道怎樣將頻譜分析儀或信號分析儀調諧至我們所希望的頻率范圍。調諧取決于中頻濾波器的中心頻率、本振的頻率范圍和允許外界信號到達混頻器（允許通過低通濾波器）的頻率范圍。從混頻器輸出的所有信號分量中，有兩個具有最大幅度的信號是我們最想得到的，它們是由本振與輸入信號之和以及本振與輸入信號之差所產生的信號分量。如果我們能使想觀察的信號比本振頻率高或低一個中頻，則所希望的混頻分量之一就會落入中頻濾波器的通帶之內，隨后會被檢波并在屏幕上產生幅度響應。

為了使分析儀調諧至所需的頻譜范圍，我們需要選擇合適的本振頻率和中頻。假定要求的調諧范圍是 0 至 3.6 GHz，接下來需要選擇中頻頻率。如果選擇 1 GHz 的中頻，這個頻率處在所需的調諧范圍內，我們可以得到一個 1 GHz 的輸入信號，又由于混頻器的輸出包含原始輸入信號，那么來自于混頻器的 1 GHz 輸入信號將在中頻處有恒定的輸出。所以不管本振如何調諧，1 GHz 的信號都將通過系統，并在屏幕上給出恒定的幅度響應。其結果是在頻率調諧范圍內形成一個無法進行測量的空白區域，因為在這一區域的信號幅度響應獨立于本振頻率。所以不能選擇 1 GHz 的中頻。

也就是說，我們應在比調諧頻段更高的頻率上選擇中頻。在可調諧至 3.6 GHz 的 Keysight X 系列信號分析儀中，第一個本振頻率范圍為 3.8 至 8.7 GHz，選擇的中頻頻率約為 5.1 GHz。

現在我們想從 0 Hz（由于這種結構的儀器不能觀察到 0 Hz 信號，故實際上是從某個低頻）調諧到 3.6 GHz。

選擇本振頻率從中頻開始（LO - IF = 0 Hz）并向上調諧至高于中頻 3.6 GHz，則 LO - IF 的混頻分量就能夠覆蓋所要求的調諧范圍。運用這個原理，可以建立如下調諧方程：

如果想要確定分析儀調諧到低頻、中頻或高頻信號（比如 1 kHz、1.5 GHz 或 3 GHz）所需的本振頻率，首先要變換調諧方程得到 fLO:

?

圖 2-4. 為了在顯示屏上產生響應，本振必須調諧到 fIF + fs

圖 2-4 舉例說明了分析儀的調諧過程。圖中，fLO 并未高到使 fLO -fsig 混頻分量落入 IF 通帶內，故在顯示器上沒有響應。但是，如果調整斜波發生器使本振調諧到更高頻率，則混頻分量在斜波（掃描）的某點上將落入 IF 通帶內，我們將看到顯示器上出現響應。

由于斜波發生器能同時控制顯示器上跡線的水平位置和本振頻率，因此可以根據輸入信號的頻率來校準顯示器的橫軸。

我們還未完全解決調諧問題。如果輸入信號頻率是 9.0 GHz，會發生什么情況呢？當本振調諧在 3.8 至 8.7 GHz 的范圍時，在它到達遠離 9.0 GHz 輸入信號的中頻（3.9 GHz）時，會得到一個頻率與中頻頻率相等的混頻分量，并在顯示器上生成響應。換句話說，調諧方程很容易地成為：

這個公式表明圖 2-1 的結構也能得到 8.9 至 13.8 GHz 的調諧范圍，但前提是允許此范圍內的信號到達混頻器。

圖 2-1 中輸入端低通濾波器的作用就是阻止這些高頻信號到達混頻器。如前所述，我們還要求中頻信號本身不會到達混頻器，那么低通濾波器必須能對 5.1 GHz 以及 8.9 至 13.8 GHz 范圍內的信號進行有效的衰減。

總之，可以認為對于單頻段射頻頻譜分析儀，選擇的中頻頻率應高于調諧范圍的最高頻率，使本振可以從中頻調諧至調諧范圍的上限頻率加上中頻，同時在混頻器前端放置低通濾波器來濾除 IF 以下的頻率。

為了分辨頻率上非常接近的信號（見稍后的“信號分辨”一節），有些頻譜儀的中頻帶寬窄至 1 kHz，有些達到 10 Hz 甚至 1 Hz。這樣的窄帶濾波器很難在 5.1 GHz 的中心頻率上實現，因此必須增加另外的混頻級（一般為 2 至 4 級）來把第一中頻下變頻到最后的中頻。圖 2-5 是一種基于典型頻譜分析儀結構的中頻變換鏈。

圖 2-5. 大多數頻譜分析儀使用 2 至 4 個混頻步驟以達到最后的中頻。

對應的完整的調諧方程為：

可以看出它與僅僅使用第一個中頻的簡化調諧方程得到一樣的結果。雖然圖 2-5 中只畫出了無源濾波器，但實際還有更窄中頻級的放大。基于頻譜儀自身的設計，最終的中頻結構可能還包括對數放大器或模數轉換器等其他器件。

大多數射頻頻譜分析儀都允許本振頻率和第一中頻一樣低，甚至更低。由于本振和混頻器的中頻端口之間的隔離度有限，故本振信號也會出現在混頻器輸出端。當本振頻率等于中頻時，本振信號自身也被系統處理并在顯示器上出現響應，就像輸入了一個 0 Hz 的信號一樣。這種響應稱為本振饋通，它會掩蓋低頻信號。所以并不是所有的頻譜儀的顯示范圍都能包含 0 Hz。

中頻增益

再看圖 2-1，結構框圖的下一個部分是一個可變增益放大器。它用來調節信號在顯示器上的垂直位置而不會影響信號在混頻器輸入端的電平。當中頻增益改變時，基準電平值會相應的變化以保持所顯示信號指示值的正確性。通常，我們希望在調節輸入衰減時基準電平保持不變，所以射頻衰減器和中頻增益的設置是聯動的。

在輸入衰減改變時，中頻增益會自動調整來抵消輸入衰減變化所產生的影響，從而使信號在顯示器上的位置保持不變。

信號分辨

中頻增益放大器之后，就是由模擬和/或數字分辨率帶寬（RBW）濾波器組成的中頻部分。

模擬濾波器

頻率分辨率是頻譜分析儀或信號分析儀明確分離出兩個正弦輸入信號響應的能力。傅立葉理論告訴我們正弦信號只在單點頻率處有能量，好像我們不應該有什么分辨率問題。兩個信號無論在頻率上多么接近，似乎都應在顯示器上表現為兩條線。但是超外差接收機的顯示器上所呈現的信號響應是具有一定寬度的。

混頻器的輸出包括兩個原始信號（輸入信號和本振）以及它們的和與差。中頻由帶通濾波器決定，此帶通濾波器會選出所需的混頻分量并抑制所有其他信號。由于輸入信號是固定的，而本振是掃頻的，故混頻器的輸出也是掃頻的。若某個混頻分量恰好掃過中頻，就會在顯示器上將帶通濾波器的特性曲線描繪出來，如圖 2-6 所示。鏈路中最窄的濾波器帶寬決定了總顯示帶寬。在圖 2-5 所示結構中，該濾波器具有 22.5 MHz的中頻。

圖 2-6. 當混頻分量掃過 IF 濾波器時，顯示器上描繪出濾波器的特性曲線。

因此，兩個輸入信號頻率必須間隔足夠遠，否則它們所形成的跡線會在頂部重疊，看起來像是只有一個響應。所幸的是，頻譜分析儀中的分辨率（IF）濾波器可調，所以通常能找到一個帶寬足夠窄的濾波器來分離頻率間隔很近的信號。

是德科技頻譜分析儀或信號分析儀的技術資料列出了可用的 IF 濾波器的 3 dB 帶寬，以便描述頻譜儀分辨信號的能力。這些數據告訴我們兩個等幅正弦波相距多近時還能依然被分辨。這時由信號產生的兩個響應曲線的峰值處有 3 dB 的凹陷，如圖 2-7 所示，兩個信號可以被分辨。當然這兩個信號還可以再近一些直到它們的跡線完全重疊，但通常以 3 dB 帶寬作為分辨兩個等幅信號的經驗值。

圖 2-7. 能夠分辨出間距等于所選 IF 濾波器 3 dB 帶寬的兩個等幅正弦信號。

如果采用標準（正態）檢波模式（見本章后面的“檢波類型”），需要使用足夠的視頻濾波平滑信號跡線，否則因兩個信號相互作用就會有拖尾現象。雖然拖尾的跡線指出了存在不止一個信號，但是很難測定每路信號的幅度。默認檢波模式是正峰值檢波的頻譜儀顯示不出拖尾效應，可以通過選擇取樣檢波模式來進行觀察。

我們碰到更多的情況是不等幅正弦波。有可能較小的正弦波被較大信號響應曲線的邊帶所淹沒。這種現象如圖 2-8 所示。頂部的跡線看起來是一個信號，但實際上它包含兩個：一個頻率為 300 MHz（0 dBm），另一個頻率為 300.005 MHz（-30 dBm）。在去除 300 MHz 的信號后，較小的信號才會顯示出來。

分辨率濾波器的另一個技術指標是帶寬選擇性（也稱選擇性或形狀因子）。帶寬選擇性決定了頻譜儀分辨不等幅正弦信號的能力。是德科技頻譜分析儀的帶寬選擇性通常指定為 60 dB 帶寬與 3 dB 帶寬之比，如圖 2-9 所示。是德科技分析儀中的模擬濾波器具有 4 個極點，采用同頻調諧式設計，其特性曲線形狀類似高斯分布4。這種濾波器的帶寬選擇性約為 12.7:1。

那么，假定帶寬選擇性是 12.7:1，若要分辨頻率相差 4 kHz、幅度相差 30 dB 的兩個信號，應如何選擇分辨率帶寬呢？

圖 2-8. 低電平信號被淹沒在較大信號響應曲線的邊帶里

圖 2-9. 帶寬選擇性：60 dB 帶寬與 3 dB 帶寬之比

一些老式頻譜分析儀或信號分析儀對于最窄的分辨帶寬濾波器采用 5 個極點從而改善帶寬選擇性至 10:1。新型分析儀通過使用數字 IF 濾波器可以達到更好的帶寬選擇性。

由于我們關心的是當分析儀調諧至較小信號時對較大信號的抑制情況，因此不需要考慮整個帶寬，而只需考慮從濾波器中心頻率到邊緣的頻率范圍。為確定在給定頻偏時濾波器邊帶下降了多少，使用如下方程：

?

圖 2-10. 帶寬為 3 kHz（上方跡線）不能分辨出較小信號，帶寬減小到 1 kHz（下方跡線）時則能分辨

數字濾波器

一些頻譜分析儀使用數字技術實現分辨率帶寬濾波器。數字濾波器有很多優點，例如它能極大地改善濾波器的帶寬選擇性。是德科技公司的 PSA 系列和 X 系列分析儀實現了分辨率帶寬濾波器的全部數字化。另外像 Keysight ESA-E 系列頻譜儀，采用的是混合結構：帶寬較大時采用模擬濾波器，帶寬小于等于 300 Hz 時采用數字濾波器。

剩余 FM

最小可用分辨率帶寬通常由分析儀中本振（尤其是第一本振）的穩定度和剩余調頻決定。早期的頻譜儀設計使用不穩定的 YIG （釔鐵石榴石）振蕩器，通常具有大約 1 kHz 的殘余調頻。由于這種不穩定性被傳遞給與本振相關的混頻分量，再將分辨率帶寬減小至1KHz以下是沒有意義的，因為不可能確定這種不穩定性的準確來源。

不過，現代分析儀已經極大的改善了殘余調頻。比如是德科技高性能 X 系列信號分析儀具有 0.25 Hz（標稱值）的剩余調頻；PSA 系列頻譜分析儀為 1 至 4 Hz；ESA 系列頻譜儀為 2 至 8 Hz。這使得分辨率帶寬可以減小至 1 Hz。因此，分析儀上出現的任何不穩定性都是由輸入信號造成的。

相位噪聲

沒有一種振蕩器是絕對穩定的。雖然我們看不到頻譜分析儀本振系統的實際頻率抖動，但仍能觀察到本振頻率或相位不穩定性的明顯表征，這就是相位噪聲（有時也叫噪聲邊帶）。

它們都在某種程度上受到隨機噪聲的頻率或相位調制的影響。如前所述，本振的任何不穩定性都會傳遞給由本振和輸入信號所形成的混頻分量，因此本振相位噪聲的調制邊帶會出現在幅度遠大于系統寬帶底噪的那些頻譜分量周圍（圖 2-11）。顯示的頻譜分量和相位噪聲之間的幅度差隨本振穩定度而變化，本振越穩定，相位噪聲越小。它也隨分辨率帶寬而變，若將分辨率帶寬縮小 10 倍，顯示相位噪聲電平將減小 10 dB5。

圖 2-11.只有當信號電平遠大于系統底噪時，才會顯示出相位噪聲

相位噪聲頻譜的形狀與分析儀的設計，尤其是用來穩定本振的鎖相環結構有關。在某些分析儀中，相位噪聲在穩定環路的帶寬中相對平坦，而在另一些分析儀中，相位噪聲會隨著信號的頻偏而下降。相位噪聲采用 dBc（相對于載波的 dB 數）為單位，并歸一化至 1 Hz 噪聲功率帶寬。有時在特定的頻偏上指定，或者用一條曲線來表示一個頻偏范圍內的相位噪聲特性。

通常，我們只能在分辨率帶寬較窄時觀察到頻譜儀的相位噪聲，此時相位噪聲使這些濾波器的響應曲線邊緣變得模糊。使用前面介紹過的數字濾波器也不能改變這種效果。對于分辨率帶寬較寬的濾波器，相位噪聲被掩埋在濾波器響應曲線的邊帶之下，正如之前討論過的兩個非等幅正弦波的情況。

一些現代頻譜分析儀或信號分析儀允許用戶選擇不同的本振穩定度模式，使得在各種不同的測量環境下都能具備最佳的相位噪聲。例如，高性能 X 系列信號分析儀提供 3 種模式：

– 距載波頻偏小于 140 kHz 時的相位噪聲優化。在此模式下，載波附近的本振相位噪聲被優化，而 140 kHz 之外的相位噪聲不具備最優特性。
– 距載波頻偏大于 160 kHz 時的相位噪聲優化。這種模式優化距載波頻偏大于 160 KHz 處的相位噪聲。
– 優化本振用于快速調諧。當選擇這種模式，本振的特性將折衷所有距載波頻偏小于 2 MHz 范圍內的相位噪聲。這樣在改變中心頻率或掃寬時允許在最短的測量時間內保證最大的測量吞吐量。

圖 2-12a. 相位噪聲性能在不同測量環境下的優化

圖 2-12b. 距載波頻偏為 140 kHz 處的詳細顯示

高性能 X 系列信號分析儀的相位噪聲優化還可以設為自動模式，這時頻譜儀會根據不同的測量環境來設置儀器，使其具有最佳的速度和動態范圍。當掃寬 > 44.44 MHz 或分辨率帶寬 > 1.9 MHz 時，分析儀選擇快速調諧模式。另外，當中心頻率< 195 kHz 或當中心頻率 ≥ 1 MHz 且掃寬 ≤ 1.3 MHz、分辨率帶寬 ≤ 75 kHz 時，分析儀自動選擇最佳近端載波相位噪聲。在其他情況下，分析儀會自動選擇遠端最佳相位噪聲。

在任何情況下，相位噪聲都是頻譜分析儀或信號分析儀分辨不等幅信號能力的最終限制因素。如圖 2-13所示，根據 3 dB 帶寬和選擇性理論，我們應該能夠分辨出這兩個信號，但結果是相位噪聲掩蓋了較小的信號。

圖 2-13. 相位噪聲阻礙了對非等幅信號的分辨

掃描時間

模擬分辨率濾波器

如果把分辨率作為評價頻譜儀的唯一標準，似乎將頻譜儀的分辨率（IF）濾波器設計得盡可能窄就可以了。然而，分辨率會影響掃描時間，而我們又非常注重掃描時間。因為它直接影響完成一次測量所需的時間。

考慮分辨率的原因是由于中頻濾波器是帶限電路，需要有限的時間來充電和放電。如果混頻分量掃過濾波器的速度過快，便會造成如圖 2-14 所示的顯示幅度的丟失。（關于處理中頻響應時間的其他方法，見本章后面所述的“包絡檢波器”。）如果我們考慮混頻分量停留在中頻濾波器通帶內的時間，則這個時間與帶寬成正比，與單位時間內的掃描（Hz）成反比，即：

通帶內的時間 =

許多模擬分析儀中所采用的同步調諧式準高斯濾波器的 k 值在 2 至 3 之間。

圖 2-14. 掃描過快引起顯示幅度的下降和所指定頻率的偏移

我們得出的重要結論是：分辨率的變化對掃描時間有重大影響。老式模擬分析儀通常都能按 1、3、10 的規律或大致等于 10 的平方根的比率提供步進值。所以，當分辨率每改變一檔，掃描時間會受到約 10 倍的影響。Keysight X 系列信號分析儀提供的帶寬步進可達 10%，以實現掃寬、分辨率和掃描時間三者更好的折衷。

頻譜分析儀一般會根據掃寬和分辨率帶寬的設置自動調整掃描時間，通過調節掃描時間來維持一個被校準的顯示。必要時，我們可以不使用自動調節而采用手動方式設定掃描時間。如果所要求的掃描時間比提供的最大可用掃描時間還短，頻譜儀會在網格線右上方顯示“Meas Uncal”以表示顯示結果未經校準。

數字分辨率濾波器

是德科技頻譜分析儀或信號分析儀中所使用的數字分辨率濾波器對掃描時間的影響與之前所述的模擬濾波器不同。對于掃描分析，利用數字技術實現的濾波器在不進行更深入處理的條件下，掃描速度提高至原來的 2 至 4倍。

而配有選件 FS1 的 X 系列信號分析儀利用編程方法可以校正分辨率帶寬在大約 3 kHz 至 100 kHz 之間時掃描速度過快的影響。因此取決于特定的設置，掃描時間可以從秒級縮短到毫秒級。見圖 2-14a。不包括校正過程的掃描時間將達到 79.8 秒。圖 2-14b 顯示了分析儀配有選件 FS1 時，掃描時間達 1.506 秒。對于這些最寬的分辨率帶寬，掃描時間已經非常短。例如，在 k = 2、1 GHz 掃寬、1 MHz 分辨率帶寬條件下，使用公式計算得出掃描時間僅為 2 毫秒。

對于較窄的分辨率帶寬，Keysight 頻譜分析儀或信號分析儀使用快速傅立葉變換（FFT）來處理數據，因此掃描時間也會比公式預計的時間短。由于被分析的信號是在多個頻率范圍中進行處理，所以不同的分析儀會有不同的性能表現。例如，如果頻率范圍為 1 kHz，那么當我們選擇 10 Hz 的分辨率帶寬時，分析儀實際上是在 1 kHz 單元中通過 100 個相鄰的 10 Hz 濾波器同時處理數據。如果數字處理的速度能達到瞬時，那么可以預期掃描時間將縮短 100 倍。實際上縮減的程度要小些，但仍然非常有意義。

圖 2-14a. 20 kHz RBW、未配有選件 FS1 時的全掃寬掃描速度

圖 2-14b. 20 kHz RBW、配有選件 FS1 時的全掃寬掃描速度

包絡檢波器

老式分析儀通常會使用包絡檢波器將中頻信號轉換為視頻信號7。最簡單的包絡檢波器由二極管、負載電阻和低通濾波器組成，如圖 2-15 所示。示例中的中頻鏈路輸出信號（一個幅度調制的正弦波）被送至檢波器，檢波器的輸出響應隨中頻信號的包絡而變化，而不是中頻正弦波本身的瞬時值。

對大多數測量來說，我們選擇足夠窄的分辨率帶寬來分辨輸入信號的各個頻譜分量。如果本振頻率固定，頻譜儀則調諧到信號的其中一個頻譜分量上，那么中頻輸出就是一個恒定峰值的穩定正弦波。于是包絡檢波器的輸出將是一個恒定（直流）電壓，并沒有需要檢波器來跟蹤的變化。

不過，有些時候我們會故意使分辨率帶寬足夠寬以包含兩個或更多的頻譜分量，而有些場合則別無選擇，因為這些頻譜分量之間的頻率間隔比最窄的分辨率帶寬還要小。假設通帶內只含兩個頻譜分量，則兩個正弦波會相互影響而形成拍音，如圖 2-16 所示，中頻信號的包絡會隨著兩個正弦波間的相位變化而變化。

分辨率（中頻）濾波器的帶寬決定了中頻信號包絡變化的最大速率。該帶寬決定了兩個輸入正弦波之間有多大的頻率間隔從而在經混頻后能夠同時落在濾波器通帶內。假設末級中頻為 22.5 MHz，帶寬為 100 kHz，那么兩個間隔 100 kHz 的輸入信號會產生 22.45 和 22.55 MHz 的混頻分量，因而滿足上述標準，如圖 2-16 所示。檢波器必須能夠跟蹤由這兩個信號所引起的包絡變化，而不是 22.5 MHz 中頻信號本身的包絡。

包絡檢波器使頻譜分析儀成為一個電壓表。讓我們再次考慮上述中頻通帶內同時有兩個等幅信號的情況，功率計所指示的電平值會比任何一個信號都要高 3 dB，也就是兩個信號的總功率。假定兩個信號靠得足夠近，以致分析儀調諧至它們中間時由于濾波器的頻響跌落而引起的衰減可以忽略不計。（對于這里所討論的內容，我們假設濾波器具有理想的矩形特性。）

那么分析儀的顯示將在任一信號電平 2 倍的電壓值（大于 6 dB）與 0（在對數標度下為負無窮大）之間變化。記住這兩個信號是不同頻率的正弦信號（矢量），所以它們彼此之間的相位也在不斷變化，有時剛好同相，幅值相加，而有時又剛好反相，則幅值相減。

因此，包絡檢波器根據來自中頻鏈路的信號峰值（而不是瞬時值）的變化而改變，導致信號相位的丟失，這將電壓表的特性賦予了頻譜分析儀。

數字技術實現的分辨率帶寬濾波器不包括模擬的包絡檢波器，而是用數字處理計算出 I、Q 兩路數據平方和的方根，這在數值上與包絡檢波器的輸出相同。

一種頻率范圍從零（直流）到由電路元件決定的某個較高頻率的信號。頻譜儀早期的模擬顯示技術用這種信號直接驅動 CRT 的垂直偏轉，因此被稱為視頻信號。

顯示

直到 20 世紀 70 年代中期，頻譜分析儀的顯示方式還是純模擬的。顯示的跡線呈現連續變化的信號包絡，且沒有信息丟失。但是模擬顯示有著自身的缺點，主要的問題是處理窄分辨率帶寬時所要求的掃描時間很長。在極端情況下，顯示跡線會變成一個在陰極射線顯像管（CRT）屏幕上緩慢移動的光點，而沒有實際的跡線。所以，長掃描時間使顯示變得沒有意義。

是德科技（當時是惠普的一部分）率先提出了一種可變余輝存儲的 CRT，能在它上面調節顯示信息的消退速率。如果調節適當，那么在舊跡線剛剛消失的時刻新的跡線恰好出現以更新顯示。這種顯示是連續、無閃爍的，而且避免了跡線重疊帶來的混淆。它的效果相當好，但是針對每個新的測量狀態需要重新調整亮度和消退速度。

20 世紀 70 年代中期，數字電路發展起來，它很快被用于頻譜分析儀中。一旦一條跡線被數字化并存入存儲器后，便永久地用于顯示。在不使圖像變得模糊或變淡的前提下，以無閃爍的速率來刷新顯示變得簡單。在不使圖像變得模糊或變淡的前提下，以無閃爍的速率來刷新顯示變得簡單。

圖 2-17. 對模擬信號進行數字化時，每個點應顯示什么樣的值？

檢波器類型

采用數字顯示，我們需要確定對每個顯示數據點，應該用什么樣的值來代表。無論我們在顯示器上使用多少個數據點，每個數據點必須能代表某個頻率范圍或某段時間間隔（盡管在討論頻譜分析儀時通常并不會用時間）內出現的信號。

這個過程好似先將某個時間間隔的數據都放到一個信號收集單元（bucket）內，然后運用某一種必要的數學運算從這個信號收集單元中取出我們想要的信息比特。隨后這些數據被放入存儲器再被寫到顯示器上。這種方法提供了很大的靈活性。

這里我們將要討論 6 種不同類型的檢波器。

在圖 2-18 中，每個信號收集單元內包含由以下公式決定的掃寬和時間幀的數據：

圖 2-18. 1001 個跡線點（信號收集單元）中的每個點都覆蓋了 100 kHz 的頻率掃寬和 0.01 ms 的時間掃寬

頻率：信號收集單元的寬度 = 掃寬/（跡線點數 – 1）

時間：信號收集單元的寬度 = 掃描時間/（跡線點數 – 1）

不同儀器的采樣速率不同，但減小掃寬和/或增加掃描時間能夠獲得更高的精度，因為任何一種情況都會增加信號收集單元所含的樣本數。采用數字中頻濾波器的分析儀，采樣速率和內插特性按照等效于連續時間處理來設計。

“信號收集單元”的概念很重要，它能夠幫我們區分這 6 種顯示檢波器類型：

– 取樣檢波

– 正峰值檢波（簡稱峰值檢波）

– 負峰值檢波

– 正態檢波（Normal）

– 平均檢波

– 準峰值檢波

圖 2-19. 存儲器中存入的跡線點基于不同的檢波器算法

前三種檢波類型（取樣、峰值和負峰值）比較容易理解，如圖 2-19 中的直觀表示。正態、平均和準峰值檢波要復雜一些，我們稍后進行討論。

我們回到之前的問題：如何用數字技術盡可能如實地顯示模擬系統？我們來設想圖 2-17 所描述的情況，即顯示的信號只包含噪聲和一個連續波（CW）信號。

取樣檢波

作為第一種方法，我們只選取每個信號收集單元的中間位置的瞬時電平值（如圖 2-19）作為數據點，這就是取樣檢波模式。為使顯示跡線看起來是連續的，我們設計了一種能描繪出各點之間矢量關系的系統。比較圖 2-17 和 2-20，可以看出我們獲得了一個還算合理的顯示。當然，跡線上的點數越多，就越能真實地再現模擬信號。不同頻譜儀的可用顯示點數是不一樣的，對于 X 系列信號分析儀，頻域跡線的取樣顯示點數可以從最少 1 個點到最多 40001 個點。如圖 2-21 所示，增加取樣點確實可使結果更接近于模擬信號。

雖然這種取樣檢波方式能很好的體現噪聲的隨機性，但并不適合于分析正弦波。如果在高性能 X 系列信號分析儀上觀察一個 100 MHz 的梳狀信號，分析儀的掃寬可以被設置為 0 至 26.5 GHz即便使用 1001 個顯示點，每個顯示點代表 26.5 MHz 的頻率掃寬（信號收集單元)，也遠大于 8 MHz 的最大分辨率帶寬。

結果，采用取樣檢波模式時，只有當梳狀信號的混頻分量剛好處在中頻的中心處時，它的幅度才能被顯示出來。圖 2-22a 是一個使用取樣檢波的帶寬為 750 Hz、掃寬為 10 MHz 的顯示。它的梳狀信號幅度應該與圖 2-22b 所示（使用峰值檢波）的實際信號基本一致。可以得出，取樣檢波方式并不適用于所有信號，也不能反映顯示信號的真實峰值。當分辨率帶寬小于采樣間隔（如信號收集單元的寬度）時，取樣檢波模式會給出錯誤的結果。

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圖 2-22a. 取樣檢波模式下的帶寬為 250 kHz、掃寬為 10 MHz 的梳狀信號

圖 2-22b. 在 10 MHz 掃寬內，采用（正）峰值檢波得到的實際梳狀信號

（正）峰值檢波

確保所有正弦波的真實幅度都能被記錄的一種方法是顯示每個信號收集單元內出現的最大值，這就是正峰值檢波方式，或者叫峰值檢波，如圖 2-22b 所示。峰值檢波是許多頻譜分析儀默認的檢波方式，因為無論分辨率帶寬和信號收集單元的寬度之間的關系如何，它都能保證不丟失任何正弦信號。不過，與取樣檢波方式不同的是，由于峰值檢波只顯示每個信號收集單元內的最大值而忽略了實際的噪聲隨機性，所以在反映隨機噪聲方面并不理想。因此，將峰值檢波作為第一檢波方式的頻譜儀一般還提供取樣檢波作為補充。

負峰值檢波

負峰值檢波方式顯示的是每個信號收集單元中的最小值。大多數頻譜儀都提供這種檢波方式，盡管它不像其他方式那么常用。對于 EMC 測量，想要從脈沖信號中區分出 CW 信號，負峰值檢波會很有用。在本應用指南后面的內容里，我們將看到負峰值檢波還能應用于使用外部混頻器進行高頻測量時的信號識別。

正態檢波

為了提供比峰值檢波更好的對隨機噪聲的直觀顯示并避免取樣檢波模式顯示信號的丟失問題，許多頻譜儀還提供正態檢波模式（俗稱 rosenfell9 模式）。如果信號像用正峰值和負峰值檢波所確定的那樣既有上升、又有下降，則該算法將這種信號歸類為噪聲信號。

Roesnfell 并不是人名，而是一種運算方法的描述，用以測試在給定數據點代表的信號收集單元內的信號是上升還是下降，有時也寫成 rose’n’fell。

在這種情況下，用奇數號的數據點來顯示信號收集單元中的最大值，用偶數號的數據點來顯示最小值。如圖 2-25 所示。正態檢波模式和取樣檢波模式在圖 2-23a 和 2-13b中比較。(由于取樣檢波器在測量噪聲時非常有效，所以它常被用于噪聲游標應用。同樣在信道功率測量和鄰道功率測量中需要一種檢波類型，可以提供無任何傾 向 的結果，此時適合使用峰值檢波。對沒有平均檢波功能的頻譜儀來說，取樣檢波是最好的選擇。)

當遇到正弦信號時會是什么情況呢？我們知道，當混頻分量經過中頻濾波器時，頻譜儀的顯示器上會描繪出濾波器的特性曲線。如果濾波器的曲線覆蓋了許多個顯示點，便會出現下述情況：顯示信號只在混頻分量接近濾波器的中心頻率時才上升，也只在混頻分量遠離濾波器中心頻率時才下降。無論哪一種情況，正峰值和負峰值檢波都能檢測出單一方向上的幅度變化，并根據正態檢波算法，顯示每個信號收集單元內的最大值，如圖 2-24 所示。

當分辨率帶寬比信號收集單元窄時又會怎樣呢？這時信號在信號收集單元內既有上升又有下降。如果信號收集單元恰好是奇數號，則一切正常，信號收集單元內的最大值將作為下一個數據點直接被繪出。但是，如果信號收集單元是偶數號的，那么描繪出的將是信號收集單元內的最小值。根據分辨率帶寬和信號收集單元寬度的比值，最小值可能部分或完全不同于真實峰值（我們希望顯示的值)。在信號收集單元寬度遠大于分辨率帶寬的極端情況下，信號收集單元內的最大值和最小值之差將是信號峰值和噪聲之間的差值，圖 2-25 的示例正是如此。觀察第 6 個信號收集單元，當前信號收集單元中的峰值總是與前一個信號收集單元中的峰值相比較，當信號單元為奇數號時（如第 7 個單元）就顯示兩者中的較大值。此峰值實際上發生在第6 個信號收集單元，但在第 7 個單元才被顯示出來。

圖 2-24. 當信號收集單元內的值只增大或只減小時，正態檢波顯示該單元內的最大值

正態檢波算法：

如果信號值在一個信號收集單元內既有上升又有下降：則偶數號信號收集單元將顯示該單元內的最小值（負峰值）。并記錄最大值，然后在奇數號信號收集單元中將當前單元內的峰值與之前（記錄的）一個單元的峰值進行比較并顯示兩者中的較大值（正峰值）。如果信號在一個信號收集單元內只上升或者只減小，則顯示峰值，如圖 2-25所示。

這個處理過程可能引起數據點的最大值顯示過于偏向右方，但此偏移量通常只占掃寬的一個很小的百分數。一些頻譜分析儀，例如高性能 X 系列信號分析儀，通過調節本振的起止頻率來補償這種潛在的影響。

另一種錯誤是顯示峰值有兩個而實際峰值只存在一個，圖 2-26 顯示出可能發生這種情況的例子。使用較寬分辨率帶寬并采用峰值檢波時兩個峰值輪廓被顯示出來。

因此峰值檢波最適用于從噪聲中定位 CW 信號，取樣檢波最適用于測量噪聲，而既要觀察信號又要觀察噪聲時采用正態檢波最為合適。

圖 2-25. 正態檢波算法所選擇的顯示跡線點

圖 2-26. 正態檢波顯示出兩個峰值而實際只存在一個

平均檢波

雖然現代數字調制方案具有類噪聲特性，但取樣檢波不能提供我們所需的所有信息。比如在測量一個 W-CDMA 信號的信道功率時，我們需要集成信號的均方根值，這個測量過程涉及到頻譜儀一定頻率范圍內的信號收集單元的總功率，取樣檢波并不能提供這個信息。

雖然一般頻譜儀是在每個信號收集單元內多次收集幅度數據，但取樣檢波只保留這些數據中的一個值而忽略其他值。而平均檢波會使用該時間（和頻率）間隔內的該信號收集單元內所有數據，一旦數據被數字化并且我們知道其實現的環境，便可以將數據以多種方法處理從而獲得想要的結果。

某些頻譜儀將功率（基于電壓的均方根值）取平均的檢波稱為 rms（均方根） 檢波。Keysight X 系列信號分析儀的平均檢波功能包括功率平均、電壓平均和信號的對數平均，不同的平均類型可以通過按鍵單獨選擇：

功率（rms）平均是對信號的均方根電平取平均值，這是將一個信號收集單元內所測得的電壓值取平方和再開方然后除以頻譜儀輸入特性阻抗（通常為 50 Ω）而得到。功率平均計算出真實的平均功率，最適用于測量復雜信號的功率。

電壓平均是將一個信號收集單元內測得的信號包絡的線性電壓值取平均。在 EMI 測試中通常用這種方法來測量窄帶信號（這部分內容將在下一節做進一步討論）。電壓平均還可以用來觀察 AM 信號或脈沖調制信號（如雷達信號、TDMA 發射信號）的上升和下降情況。

對數功率（視頻）平均是將一個信號收集單元內所測得的信號包絡的對數幅度值（單位為 dB）取平均。它最適合用來觀察正弦信號，特別是那些靠近噪聲的信號。11

因此，使用功率為平均類型的平均檢波方式提供的是基于 rms 電壓值的真實平均功率，而平均類型為電壓的檢波器則可以看作是通用的平均檢波器。平均類型為對數的檢波器沒有其他等效方式。

采用平均檢波測量功率較取樣檢波有所改進。取樣檢波需要進行多次掃描以獲取足夠的數據點來提供精確的平均功率信息。平均檢波使得對信道功率的測量從某范圍內信號收集單元的求和變成代表著頻譜儀某段頻率的時間間隔的合成。在快速傅立葉變換（FFT）頻譜儀12中，用于測量信道功率的值由顯示數據點的和變為了 FFT 變換點之和。

在掃頻和FFT兩種模式下，這種合成捕獲所有可用的功率信息，而不像取樣檢波那樣只捕獲取樣點的功率信息。所以當測量時間相同時，平均檢波的結果一致性更高。在掃描分析時也可以簡單地通過延長掃描時間來提高測量結果的穩定性。

EMI 檢波器：平均檢波和準峰值檢波

平均檢波的一個重要應用是用于檢測設備的電磁干擾（EMI)特性。在這種應用中，上一節所述的電壓平均方式可以測量到可能被寬帶脈沖噪聲所掩蓋的窄帶信號。在 EMI 測試儀器中所使用的平均檢波將取出待測的包絡并使其通過一個帶寬遠小于 RBW 的低通濾波器，此濾波器對信號的高頻分量（如噪聲）做積分（取平均）運算。若要在一個沒有電壓平均檢波功能的老式頻譜分析儀中實現這種檢波類型，需將頻譜儀設置為線性模式并選擇一個視頻濾波器，它的截止頻率需小于被測信號的最小 PRF（脈沖重復頻率）。

準峰值檢波（QPD）同樣也用于 EMI 測試中。QPD 是峰值檢波的一種加權形式，它的測量值隨被測信號重復速率的下降而減小。也就是，一個給定峰值幅度并且脈沖重復速率為 10 Hz 的脈沖信號比另一個具有相同峰值幅度但脈沖重復速率為 1 kHz 的信號準峰值要低。這種信號加權是通過帶有特定充放電結構的電路和由 CISPR 定義的顯示時間常量來實現。

CISPR，國際無線電干擾特別委員會，由一些國際組織建立于 1934 年，致力于解決無線電干擾。它是由國際電工委員會（IEC）和許多其他國際組織的委員所組成的一個非政府組織,其所推薦的標準通常成為世界各地的政府監管機構所采用的法定 EMC 測試要求的基礎。

QPD 也是定量測量信號“干擾因子”的一種方法。設想我們正在收聽某一遭受干擾的無線電臺，如果只是每隔幾秒偶而聽見由噪聲所引起的“嗞嗞”聲，那么基本上還可以正常收聽節目，但是，如果相同幅度的干擾信號每秒出現 60 次，就無法再正常收聽節目了。

平滑處理

在頻譜儀中有幾種不同的方法來平滑包絡檢波器輸出幅度的變化。第一種方法是前面已經討論過的平均檢波，還有兩種方法：視頻濾波和跡線平均14。下面將對它們進行介紹。

視頻濾波

要識別靠近噪聲的信號并不只是 EMC 測量遇到的問題。如圖 2-27 所示，頻譜儀的顯示是被測信號加上它自身的內部噪聲。為了減小噪聲對顯示信號幅度的影響，我們常常對顯示進行平滑或平均，如圖 2-28 所示。頻譜儀所包含的可變視頻濾波器就是用作此目的。它是一個低通濾波器，位于包絡檢波器之后，并且決定了視頻信號的帶寬，該視頻信號稍后將被數字化以生成幅度數據。此視頻濾波器的截止頻率可以減小到小于已選定的分辨率帶寬（IF）濾波器的帶寬。這時候，視頻系統將無法再跟隨經過中頻鏈路的信號包絡的快速變化。結果就是對被顯示信號的平均或平滑。

圖 2-27. 頻譜分析儀顯示的信號加噪聲

圖 2-28. 圖 2-27 中的信號經充分平滑后的顯示

圖 2-29. VBW 與 RBW 比值分別為 3:1、1:10、1:100 時的平滑效果

這種效果在測量噪聲時最為明顯，尤其是選用高分辨率帶寬的時候。當減小視頻帶寬，那么噪聲峰峰值的波動變化也隨之減小。如圖 2-29 所示，減小的程度（平均或平滑的程度）隨視頻帶寬和分辨率帶寬的比值而變。當比值小于或等于 0.01 時，平滑效果較好，而比值增大時，平滑效果則不太理想。視頻濾波器不會對已經平滑的信號跡線（例如顯示的正弦信號已可以很好地與噪聲區分）有任何影響。

如果將頻譜儀設置為正峰值檢波模式，可以注意到以下兩點：首先，如果 VBW > RBW，則改變分辨率帶寬對噪聲的峰峰值起伏影響不大。其次，如果 VBW < RBW，則改變視頻帶寬似乎會影響噪聲電平。噪聲起伏變化不大是因為頻譜儀當前只顯示了噪聲的峰值。不過，噪聲電平表現出隨著視頻帶寬而變，這是由于平均（平滑）處理的變化，因而使被平滑的噪聲包絡的峰值改變，如圖 2-30a。選擇平均檢波模式，平均噪聲電平并不改變，如圖 2-30b。

圖 2-30a. 正峰值檢波模式：減小視頻帶寬使峰值噪聲變小，但不能降低平均噪聲電平

圖 2-30b. 平均檢波模式：無論 VBW 與 RBW 的比值為多少（3:1、1:10、1:100），噪聲電平保持不變

由于視頻濾波器有自己的響應時間，因此當視頻帶寬 VBW 小于分辨率帶寬 RBW 時，掃描時間的改變近似與視頻帶寬的變化成反比，掃描時間（ST）通過以下公式來描述：

分析儀根據視頻帶寬、掃寬和分辨率帶寬，自動設置相應的掃描時間。

跡線平均

數字顯示提供了另一種平滑顯示的選擇：跡線平均。這是與使用平均檢波器完全不同的處理過程。它通過逐點的兩次或多次掃描來實現平均，每一個顯示點的新數值由當前值與前一個平均值再求平均得到：

因此，經過若干掃描后顯示會漸漸趨于一個平均值。通過設置發生平均的掃描次數，可以像視頻濾波那樣選擇平均或平滑的程度。圖 2-31 顯示了不同掃描次數下獲得的跡線平均效果。盡管跡線平均不影響掃描時間，但因為多次掃描需要一定的時間，因此要達得期望的平均效果所用的時間與采用視頻濾波方式所用的時間大致相同。

圖 2-31. 掃描次數分別為 1、5、20、100（每組掃描對應跡線位置偏移從上到下）時的跡線平均效果

在大多數場合里無論選擇哪種顯示平滑方式都一樣。如果被測信號是噪聲或非常接近噪聲的低電平正弦信號，則不管使用視頻濾波還是跡線平均都會得到相同的效果。

不過，兩者之間仍有一個明顯的區別。視頻濾波是對信號實時地進行平均，即隨著掃描的進行我們看到的是屏幕上每個顯示點的充分平均或平滑效果。每個點只做一次平均處理，在每次掃描上的處理時間約為 1/VBW。而跡線平均需要進行多次掃描來實現顯示信號的充分平均，且每個點上的平均處理發生在多次掃描所需的整個時間周期內。

所以對于某些信號來說，采用不同的平滑方式會得到截然不同的效果。比如對一個頻譜隨時間變化的信號采用視頻平均時，每次掃描都會得到不同的平均結果。但是如果選擇跡線平均，所得到的結果將更接近于真實的平均值，見圖 2-32a 和 2-32b。

圖 2-32a 和 2-32b 顯示對調頻廣播信號分別應用視頻濾波和跡線平均，所產生的不同效果。

圖 2-32a. 視頻濾波

圖 2-32b. 跡線平均

時間選通

具有時間選通功能的頻譜分析儀可以獲得頻域上占據相同部分而時域上彼此分離的信號的頻譜信息。通過利用外部觸發信號調整這些信號間的間隔，可以實現如下功能：

– 測量在時域上彼此分離的多個信號中的任意一個（例如，您可以分離出兩個時分而頻率相同的無線信號的頻譜）

– 測量 TDMA 系統中某個時隙的信號頻譜

– 排除干擾信號的頻譜，比如去除只存在于一段時間的周期性脈沖邊緣的瞬態過程

為什么需要時間選通

傳統的頻域頻譜分析儀在分析某些信號時只能提供有限的信息。這些較難分析的信號類型包括：

– 射頻脈沖

– 時間復用

– 時分多址（TDMA）

– 頻譜交織或非連續

– 脈沖調制

有些情況，時間選通功能可以幫助您完成一些往常即便有可能進行但也非常困難的測量。

測量時分雙工信號

如何使用時間選通功能執行復雜的測量，請見圖 2-33a。圖中顯示了一個簡化的數字移動信號，其中包含無線信號 #1 和 #2，它們占據同一頻道而時間分用。每路信號發送一個 1 ms 的脈沖，然后關閉，而后另一路信號再發送 1 ms。問題的關鍵是如何測量每個發射信號單獨的頻譜。

圖 2-33a. 在時域里簡化的數字移動無線信號

令人遺憾的是，傳統的頻譜分析儀并不能實現這一點。它只能顯示兩個信號的混合頻譜，如圖 2-33b 所示。而現代分析儀利用時間選通功能以及一個外部觸發信號，就能夠觀察到單獨的無線信號 #1（或 #2）的頻譜并確定其是否存在所顯示的雜散信號，如圖2-33c。

調整這些參數可以讓您觀察到所需的某個時間段的信號頻譜。如果剛好在感興趣的時間段里僅有一個選通信號，那么就可以使用如圖 2-34 所示的電平選通信號。但是在許多情況下，選通信號的時間不會與我們要測量的頻譜完全吻合。所以更靈活的方法是結合指定的選通時延和選通脈沖寬度采用邊緣觸發模式來精確定義想測量信號的時間周期。

圖 2-34. 電平觸發：頻譜分析儀只在選通觸發信號高于某個確定的電平時才測量頻譜

圖 2-35. 采用 8 個時隙的 TDMA 信號（本例為 GSM 信號），時隙 0 為“關閉”。

考慮如圖 2-35 所示的 8 個時隙的 GSM 信號。每個突發脈沖序列的長度為 0.577 ms，整個幀長 4.615 ms。我們可能只對某個指定時隙內的信號頻譜感興趣。本例中假設 8 個可用時隙中使用了兩個（時隙 1 和 3），如圖 2-36。當在頻域中觀察此信號時，見圖 2-37，我們觀察到頻譜中存在多余的雜散信號。為了解決這個問題并找到干擾信號的來源，我們需要確定它出現在哪一個時隙里。如果要觀察時隙 3，我們可以將選通的觸發設置在時隙 3 中的突發脈沖序列的上升沿并指定選通時延為 1.4577 ms、選通脈沖寬度為461.60 μs，如圖 2-38 所示。選通時延確保了在整個突發脈沖序列持續期間我們只測量時隙 3 信號的頻譜。注意一定要謹慎地選擇選通開始和停止值，以避開突發脈沖序列的上升沿和下降沿，因為需要在測量前留出一些時間等待 RBW 濾波信號穩定下來。圖 2-39. 顯示了時隙 3 的頻譜，表明雜散信號并不是由此突發脈沖引起的。

實現時間選通的三種常見方法

– FFT 選通

– 本振選通

– 視頻選通

圖 2-36. 只有時隙 1 和 3“開啟”的 GSM 信號在零掃寬（時域）時的顯示。

圖 2-37. 兩個時隙“開啟”的 GSM 信號的頻域顯示，頻譜中出現多余的雜散信號。

圖 2-38. 使用時間選通觀察 GSM 信號時隙 3 的頻譜。

圖 2-39. 時隙3 的頻譜表明雜散信號不是由此突發脈沖導致的。

選通 FFT

Keysight X 系列信號分析儀具有內置的 FFT 功能。在此模式下，觸發啟用后經過所選時延，頻譜儀開始捕獲數據并進行 FFT 處理。中頻信號經數字化后在 1.83/RBW 的時間周期內被采集。基于這個數據采集計算 FFT，得到信號的頻譜。因此，該頻譜存在于已知時間段的某個特定時間。當頻譜儀掃寬比 FFT 最大寬度窄時，這是速度最快的選通技術。

為了獲得盡可能大的頻率分辨率，應選擇頻譜儀可用的最小的 RBW（它的捕獲時間與待測時間周期相適應）。但實際中并非總需如此，您可以選擇一個較寬的 RBW 同時相應地減小選通脈沖寬度。在 FFT選通應用中最小可用的 RBW 通常比其他選通技術的最小可用 RBW 更窄，因為在其他技術里中頻必須在脈沖持續期內充分穩定，這需要比 1.83/RBW 更長的時間。

本振選通

本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通信號開啟時，本振信號在頻率上爬升。當選通關閉后，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術可以在每個突發脈沖信號持續期間內對多個信號收集單元進行測量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號為例。

圖 2-40. 在本振選通模式下，本振只在選通間隔內掃描

本振選通

本振選通有時也稱為掃描選通，是另一項時間選通技術。在本振選通模式下，我們通過控制由掃描發生器產生的斜波電壓來掃描本振，如圖 2-40 所示。像所有頻譜儀一樣，當選通信號開啟時，本振信號在頻率上爬升。當選通關閉后，掃描發生器的輸出電壓固定，本振在頻率上停止上升。由于這種技術可以在每個突發脈沖信號持續期間內對多個信號收集單元進行測量，因此它的速度比視頻選通快很多。我們同樣以前面提到的 GSM 信號為例。

用標準非選通模式的 X 系列信號分析儀掃過 1 MHz 掃寬需要 14.6 ms，如圖 2-41 所示。如果選通脈沖寬度為 0.3 ms，頻譜儀必須在 49（14.6 除以 0.3）個選通信號間隔時間內掃描；如果 GSM 信號的完整幀長為 4.615 ms，那么總的測量時間就等于 49 個選通信號間隔乘以 4.615 ms 等于 226 ms。這與后面所說的視頻選通技術相比在速度上有了很大的提高。X 系列信號分析儀和 PSA 系列頻譜分析儀均具有本振選通功能。

圖 2-41. GSM 信號頻譜

視頻選通

一些頻譜儀（包括 Keysight 8560、8590 和E S A 系列）采用了視頻選通的信號分析技術。這種情況下，當選通信號處于截止狀態時視頻電壓被關閉或為“負無窮大”。檢波器設置為峰值檢波，掃描時間的設置必須保證選通信號在每個顯示點或信號收集單元內至少出現一次，從而確保峰值檢波器能夠獲得相應時間間隔內的真實數據，否則會出現沒有數據值的跡線點，進而導致不完整的顯示頻譜。因此，最小掃描時間 = 顯示點數 N x 突發脈沖的時間周期。例如，在 GSM 測量中，完整幀長為 4.615 ms，假設 ESA 頻譜儀設置為缺省顯示點數 401，那么對于 GSM 視頻選通測量的最小掃描時間是 401 x 4.615 ms = 1.85 s。

有些 TDMA 格式的周期時間長達 90 ms，導致如果使用視頻選通技術需要很長的掃描時間。現在，您已經知道典型的模擬頻譜分析儀的工作原理，以及部分重要功能特性的使用方法，接下來要討論的是當使用數字技術替代某些模擬電路時，對頻譜分析儀的性能有何改善。

圖 2-42. 具有視頻選通的頻譜分析儀的結構框圖

編輯：黃飛

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