1. 概述

NI在2002年發布了具有開創性的六位半FlexDMM PXI-4070。這個產品為工程師提供了傳統精密儀器中內在測量挑戰的解決方案——改善有限的測量吞吐量和靈活性。FlexDMM通過能夠提供與售價數千美元的更高分辨率的數字萬用表（DMM）相媲美的測量吞吐量，克服了這些挑戰。NI在其發布之后，繼續對FlexDMM進行創新，其中包括：

將最高速測量模式下的吞吐量提高了一倍

增加了1.8 MS/s的隔離高電壓數字化儀模式

發布了PXI-4070的PCI版本

發布了PXI-4072六位半FlexDMM和LCR儀表

最新的產品是NI PXI-4071七位半FlexDMM。全新的PXI-4071 FlexDMM提供了26比特精度和分辨率，與之前的FlexDMM設備相比，分辨率高出10倍，精度最多可提高60％。PXI-4071還提供了非常寬的測量范圍，如表1所示，因此您可以測量從±10 nV直至1000 V的直流電壓，±1 pA直至3 A的電流，10 μΩ直至5 GΩ的電阻，還能夠進行頻率/周期測量以及二極管測量。FlexDMM具有隔離數字化儀模式特性，您能夠以高達1.8 MS/s的采樣速率，在所有電壓和電流模式下，對直流耦合波形進行采集。本文檔提供了FlexDMM與傳統數字萬用表模擬數字轉換器（ADC）以及體系結構的詳細比較。

表1：FlexDMM輸入比較

1 僅適用于PXI-4072

2. 傳動數字萬用表的限制

傳統的數字萬用表通常重視分辨率和精度，而不關注高速采集功能。當然，作為一個基本的物理函數，在噪聲性能與速度之間有內在局限性。電阻的Johnson噪聲是理論限制的一種，另外半導體設備技術還包含另一些實際局限性。但是您有許多其他選擇可以幫助您實現最高可能的測量性能。

某些專用的高分辨率數字萬用表能夠提供高分辨率和高采集速度，但是其價格十分昂貴，通常在8000美元左右，而且只能用于占用大量系統或工作臺空間的完整機架配置。

另一個數字萬用表速度限制是由傳統的硬件平臺驅動的，即GPIB（IEEE 488）接口總線。自1970年以來使用的接口盡管是速度、靈活性和成本折中的產物，依然被公認為是標準的接口。大多數傳統的“箱式”數字萬用表使用這個接口，雖然現在已經出現了使用USB和以太網等其他總線標準的傳統數字萬用表。所有這些接口都通過將信息發送給儀器并等待響應與數字萬用表進行通信，這比在PXI模塊化儀器中使用的基于寄存器的訪問速度慢。

直至嘗試替換GPIB接口之后，數字萬用表在速度和精度的基本限制仍然是在這些產品中使用的ADC帶來的。為了更好地理解所使用的技術，您需要在性能方面進行更為細致地分析。

雙斜坡ADC技術

從歷史角度來看，精確A/D轉換最古老但卻是最長用的形式之一是雙斜坡ADC。這個技術自1950年以來就一直被廣泛使用。它本質上是一個兩步的過程：首先，輸入電壓（代表需要測量的信號）被轉換為電流，通過開關S1，施加在積分器的輸入上。當積分器連接到輸入之后（積分循環或孔徑的開始），積分逐漸增加直至積分循環或孔徑的結束，這時輸入與積分器斷開連接?，F在，精確的已知電流通過開關S2連接到積分器上，積分器漸漸減小直至跨越零點。在這個時候，高分辨率的計數器開始測量積分器從開始下降至零點所花費的時間。測量得到的時間相對于積分時間和參考是與輸入信號幅值成正比的。見圖1。

圖1：雙斜坡轉換器方塊圖

這個方法現在仍然用于許多高分辨率的數字萬用表中。它具有簡單性和精確性的優點。延長積分次數，您可以將分辨率提高到理論限制。但是，以下設計局限將最終影響產品性能：

必須補償積分電容的電介質吸收，即便對于需要復雜標定過程的高質量積分電容也需要補償。

和參考源一樣，信號必須通過門打開或關閉。這個過程可能會將電荷注入到輸入信號中。電荷注入可能會導致輸入相關的誤差（非線性），在較高分辨率下（六位半或更高）這些誤差難以補償。

下降時間大大降低了測量速度。下降速度越快，由比較延遲、電荷注入等帶來的誤差也會更大。

有些拓撲結構在積分器之前使用跨導，將電壓轉化為電流，之后使用“電流驅動”網絡將電荷注入降至最低。不幸的是，這個附加的模塊會引入額外的復雜度和可能的誤差。

盡管存在這些設計上的局限性，雙斜坡轉換器用于大量數字萬用表中，從最常見的工作臺或現場服務工具直至高精度、度量學級別的高分辨率數字萬用表。與大多數集成A/D技術相同，它們具有提供較好噪聲抑止的優點。將積分周期設置為1/PLC（電源線頻率）的倍數，可以使A/D抑止線頻率噪聲——這是我們希望得到的結果。

使用下降ADC技術實現電荷平衡

許多制造商通過使用下降A/D技術實現電荷平衡，克服了雙斜坡轉換器的電介質吸收和速度問題。這個技術在本質上與雙斜坡相似，但是在積分周期中對參考信號施加了量化增量。這通常被稱為“調制”。每個增量代表了一定固定數量的最后計數。參閱圖2。

圖2：電荷平衡轉換器方塊圖

在積分階段，在圖2中用t孔徑表示，S1被打開，Vx被施加在R1上，它表示積分斜坡開始。反電流以固定間隔通過開關S2和S3進行施加。這樣就可以“平衡”對C1的充電。每次將S5連接到VR的時候，都會產生測量計數。實際上，對于更高分辨率的測量（延長積分次數）而言，大多數計數是在t孔徑階段產生的。在電荷平衡階段的末尾，和雙斜坡轉換器的情形一樣，將對積分器施加一個精確的參考電流。積分器將逐漸下降直到跨越零點。測量是從在積分階段中積累的計數計算得到的，通過和在下降階段積累的計數的加權求和。制造商使用兩個或更多的下降參考，這樣可以得到更快的下降階段提高速度，還可以減緩“最終斜坡”得到更高的精度。

盡管您可以利用下降A/D的電荷平衡大大改進積分電容的電介質吸收問題，它還具有雙斜坡轉換器的性能優點。（實際上，有些雙斜坡轉換器使用多個下降斜坡。）由于在電荷平衡階段產生的計數大大降低了任何下降誤差，因此大大提高了速度，下降速度也大大加快。然而，由于需要加載和釋放積分器，如果您進行多個測量或者對一個信號進行數字化，就會出現顯著的死區時間。

這個類型的ADC自從1970年以來就已經投入了商業使用，之后發生了巨大的演變。早期版本使用與電壓頻率轉換器相似的調制器。它們由于頻率寄生參數的作用，受到線性問題的影響，因此在轉換速度上受到了限制。在1980年中期，這個技術經過改進，包含了“常頻率”調制器，該技術直到今天還被廣泛使用。這大大提高了這些轉換器的最終性能和生產力。

Sigma-Delta轉換器技術

Sigma-Delta轉換器又稱為噪聲整形ADC，最早是從電子通信業中發展起來的。現在，這個技術已經被廣泛用于作為多家制造商的商業成品A/D構造模塊的基礎。在過去的十幾年中，盡管在這個領域中取得了長足的進步（這是由在音頻與電子通信對高動態范圍轉換不斷增長的需求所推動的），大量的研究仍在不斷進行中?，F在一些模塊化數字萬用表（PXI、PCI以及VXI）使用sigma-delta ADC作為采集引擎的核心。它們還常常用于對信號進行數字化，用于：

動態信號分析（DSA）

商業與消費者音頻及語音

例如振動、張力和溫度等物理參數，其中中頻數字化就已足夠

Sigma-delta轉換器的基本方塊圖如圖3所示。

圖3：Sigma-Delta轉換器方塊圖

Sigma-delta轉換器的基本構造模塊是積分器、單比特ADC和DAC（數字模擬轉換器）以及數字濾波器。您可以通過將積分器環節與數字濾波器設計組合在一起，完成噪聲整形。您有多種方法可以實現這些模塊。關于積分器環節、數字濾波器環節以及A/D與D/A轉換器比特等等的最佳個數存在不同的意見。但是，基本的工作構造單元仍然是基本相似的。調制器由單比特電荷平衡反饋回路組成，它與之前所描述的相似。由于單比特ADC具有良好的內在精度和單調性，它是得到良好線性性的關鍵。

使用商業可用的sigma-delta轉換器有許多優點：

它們能夠大致達到線性，并且提供良好的差分線性性（DNL）

您可以非常有效地控制信號噪聲

它們能夠進行自我采樣和跟蹤（無需采樣與保持電路）

它們通常成本較低

但是，使用高分辨率數字萬用表的商業sigma-delta ADC具有一些局限性：

由于通過數字濾波器帶來的流水線延遲導致的速度限制，特別是在掃描應用中

盡管通常是線性、低噪聲的，制造商規格會將精度限制為五位半（19比特）

調制“基調”可能進入通帶中，在高分辨率下導致問題

不能很好的控制采樣過程中速度-噪聲折中、采集時間等

3. NI FlexDMM技術

FlexADC是NI FlexDMM家族（PXI-4072、PXI-4071、PXI-4070以及PCI-4070）的核心。FlexADC提供了需要實現高速高精度測量的噪聲、線性、速度和靈活性。在圖4中顯示的FlexADC是基于商業高速ADC技術和定制的sigma-delta轉換器的組合實現的。這個組合為高達七位半的精度和穩定性對線性和噪聲進行了優化，還提供了高達1.8 MS/s的數字化采樣速率。

圖4：FlexADC轉換器

圖4中的方塊圖給出了FlexADC如何工作的簡化模型。在低速下，電路利用了sigma-delta轉換器的優點。反饋DAC是為實現極低的噪聲和卓越的線性性而設計的。低通濾波器提供了在所有分辨率下實現高效性能所必須的噪聲整型。由于超高精度的1.8 MS/s的調制器提供了極高的分辨率，所以并不需要使用下降電路。1.8 MS/s的調制器與快速采樣ADC可以在高速條件下結合在一起，提供了連續采樣數字化。數字信號處理器（DSP）提供了實時序列、標定、線性化、交流真實rms計算、抽取以及用于直流函數的加權噪聲濾波器。

FlexADC具有以下優點：

FlexDMM獨特的體系結構在七位半分辨率下提供7 S/s直至在四位半分辨率下提供10 kS/s的連續可變讀取速率，如圖5所示。

您可以將FlexADC作為數字化儀以最高1.8 MS/s的采樣速率進行工作。

由于使用了定制的sigma-delta調制器，噪聲定型與數字濾波為數字萬用表和數字化儀應用使用進行了優化。

與其他ADC轉換技術不同，無需將輸入信號打開或關閉。因此，您可以實現連續信號采集。

您可以實現直接ACV轉換和頻率響應標定，而無需使用傳統的模擬交流Trms轉換器和用于平整度修正的模擬“修邊器”。

通過使用合適的噪聲成型算法，您可以大大降低在所有函數中的輸入信號噪聲（見直流噪聲抑止）。

在對信號進行數字化之后，您可以用NI LabVIEW軟件實現基于主機的高級函數，從而得到幾乎沒有窮盡的信號特征選項（快速傅立葉變換、計算阻抗、交流峰值系數、峰值、交流平均等等）。

圖5：FlexDMM直流讀取速率

表2比較了四種ADC的體系結構：

表2：ADC體系結構比較

4. 低噪聲、高可靠性的前端體系結構

所有FlexDMM都帶有最為穩定的板載參考源。FlexDMM作為電壓參考源可以使用能夠提供卓越性能的著名的熱穩定參考源。這個電壓參考源經過熱屏蔽，可以提供最佳性能。最后得到的最大參考溫度系數小于0.3 ppm/oC。這個設備的時間穩定性在8 ppm/年這個數量級上。在相同價格范圍內的其他數字萬用表都無法提供這個參考源及由其所帶來的穩定性。這就是FlexDMM提供兩年精度保證的原因。

電阻函數是以一個10 kΩ高度穩定的金屬絲電阻為參考的，它原來是為要求嚴格的航天應用而設計的。這個組件的溫度系數低于0.8 ppm/oC，時間穩定性小于25 ppm/年。

固態輸入信號調理

在大多數傳統數字萬用表中的主要測量誤差源是電磁繼電開關。由于接觸感應的熱電壓偏置可能會導致不穩定和漂移。FlexDMM設備去掉了除了DCV、ACV和電阻回路中的一個繼電器之外所有的繼電器。在這個繼電器中，特殊的繼電器接觸配置能夠抵消熱誤差。這個繼電器只有在自我標定的時候才打開。所有用于函數和范圍變換的測量相關的開關都是由低溫、高可靠性的固態開關完成的。因此，電磁繼電器老化問題能夠完全消除。圖6顯示了最為靈敏范圍100 mV范圍內，一晝夜的性能漂移。每個分割是500 nV。在相同條件下，使用傳統的六位半數字萬用表和全機架八位半數字萬用表的相同測量結果如圖6所示。

圖6：帶有短路輸入的FlexDMM（下）100 mV范圍穩定性與傳統數字萬用表（上）500 nV/分區的比較曲線

線性性

線性性作為數字萬用表傳遞函數“質量”的度量，在轉換組件特征應用中十分重要，能夠提供相比商用ADC更好的DNL與INL（基本非線性性）性能。FlexADC是為保持DNL和INL的良好線性性而設計的。由于線性性決定了自我標定功能的可重復性，因此十分重要。圖7曲線展示了在10 V范圍內，從-10 V到+10 V測量得到的典型FlexDMM線性性曲線。

圖7：10 VDC范圍線性性

5. 自我標定

傳統的六位半和七位半數字萬用表是在特定溫度下標定的，標定是在一定限制的溫度范圍內完成的，通常為±5 oC（在某些情形下甚至是±1 oC）。因此，在數字萬用表在這個溫度范圍之外使用時，由于溫度系數的影響，其精度規格也會降低，通常對于每oC，精度規格大約降低10％。因此，在指定范圍之外10 oC左右，就可能產生指定測量誤差兩倍的誤差，這在需要絕對精度的情形下是個嚴重的問題。

如果溫度變化超出了這些范圍，同時還需要嚴格的誤差規格，就需要在新的溫度下進行重新標定。舉例而言，對于傳統七位半數字萬用表的10 VDC范圍，數字萬用表可能具有如下精度：

一年精度：對于溫度 = 23±5 oC（讀數24 ppm + 范圍 4 ppm）

在這種規格下，如果您在輸入施加5 V，得到的誤差是：

5 V 的24 ppm + 10 V的4 ppm = 160 μV，在溫度范圍18至28 oC

這是一種指定精度的傳統方法。如果環境溫度超出了18至28 oC的范圍，您就需要使用溫度系數（tempco）對精度“降級”。要在18至28 oC的范圍之外得到指定精度的唯一傳統方法是對系統在期望溫度下進行完全重新標定。當然，這通常是不現實并且昂貴的。在上述例子中，可能由于將大量儀器堆放在一起，但是通風不佳，數字萬用表的環境溫度是50 oC，那么溫度系數為：

溫度系數 = （讀數2 ppm +范圍1 ppm）/oC，額外誤差為：

22 oC x 溫度系數 = （讀數44 ppm + 范圍22 ppm），即600 μV的總不確定性。在50 oC環境溫度下，誤差可能比指定的一年精度差四倍。

確保PPM級別的精度

為了消除由于這些效應導致的誤差，所有FlexDMM設備都為直流電壓（VDC）、電阻、二極管和數字化儀模式提供了專用自我標定功能。由于以下原因，這個功能是重要的：

1、自我標定功能修正所有的信號路徑增益和數字萬用表內部的偏置誤差，調整為之前描述過的精確高穩定性的內部電壓參考源。

2、自我標定對于所有電阻電流源、增益和偏置誤差都是有效的。對于電阻而言，所有誤差都按照內部單一的10 kW精確電阻進行修正。

3、自我標定需要一分鐘，并且對所有范圍的電壓、電阻和數字化儀功能進行重新標定。在傳統的數字萬用表中，完成這個功能需要10分鐘以上。

使用自我標定，即便是在傳統的18至28 oC之外的溫度范圍，也可以得到可用于任何工作溫度的精確穩定的數字萬用表。對于上述實例而言，使用自我標定由于溫度系數帶來的額外誤差，將完全適用于90天和兩年規格：

使用自我標定的溫度系數：《 （讀數0.3 ppm + 范圍0.01 ppm）/oC

這代表了在整個FlexDMM的工作溫度范圍內精度的大幅提升。表3總結了這些結果。

表3：實例總結——在10 V范圍內測量5 V的不確定性分析

注意使用帶有自我標定功能的FlexDMM在50 oC下的精度，相比傳統方法而言提高了七倍。表4將自我標定與傳統的“工廠”標定進行了比較。

表4：標定比較

6. 電壓測量體系結構

在提供高穩定性、度量等級的直流和交流電壓功能時，并沒有對其它方面折衷。使FlexDMM能夠達到這樣性能的幾個重要因素包括：

微型表面安裝、高性能、精確組件的可用性和質量在過去的10年中得到了巨大的提高

尺寸更小并且緊密排列的電子封裝實際上提高了性能，尤其是在精確組件之間的熱量跟蹤

為ACV計算和頻率響應標定使用FlexADC和DSP將信號調理簡化為一個公共通道，因此減少了組件、復雜性和切換

不使用“前—后”開關（在箱式數字萬用表中十分常見），簡化了輸入布局，降低了關鍵電路信號路徑阻抗，提高了信號完整度

作為PXI系統機箱中的常見組件，電源在測量模塊上不占用空間

高電壓體系結構

使用NI PXI-4071，您可以測量1000 VDC以及CAT I級別下的700 VAC Trms。為了在超小型PXI模塊中精確測量1000 V，您必須考慮組件故障、電壓分離、衰減器設計以及前端電路的功率耗散限制。

單一10 MΩ輸入衰減器

過去，數字萬用表在前端信號調理電路中使用1 MΩ和10 MΩ衰減器。1 MΩ衰減器用于為700 VAC信號提供信號調理，消耗超過0.5 W。對于微型精確組件而言，這是一個困難的要求?？刂茰囟认禂祹淼恼`差對于較大的組件而言也是一項挑戰。因此，需要避免使用1 MΩ衰減器。另一個在傳統數字萬用表中使用1 MΩ衰減器的原因是寬交流帶寬。傳統的10 MΩ衰減器設計無法達到1 MΩ衰減器設計相同的交流帶寬等級。

PXI-4071 FlexDMM利用創新的分級設計去掉了在傳統設計中降低寬帶寬性能的衰減器電容。這個環節在圖8中顯示，經過仔細的設計和布局，最小化寄生電容，能夠負載輸入衰減器網絡RN的100 kΩ衰減器。使用附加的由R1-R4以及U1構成的分級環節，可以確保平穩的階躍響應。更為重要的是得到的特征響應與單極RC十分接近，這對于數字化儀和直流階躍響應是十分重要的。

圖8：PXI-4071分級環節

第二，PXI-4071使用數字交流DSP平整度修正，在不使用補償電容的情況下，對殘余衰減器平整度進行補償。在要求單一衰減器能夠完成交流rms、精確直流和數字化儀信號的情況下，這兩種補償方法與其他方法相比，帶來了數量級上的提升。

組件故障與電壓分離

高電壓測量最嚴峻的問題是范圍選擇開關（繼電器）故障。過去，數字萬用表使用高電壓繼電器。高電壓繼電器開關與高可靠性很難在同一個封裝中同時得到，更不用說在微型封裝中了。

為了滿足這兩個要求，PXI-4071實現了全新的固態設備用于范圍選擇。在關閉狀態下，它能夠承受1000 V以上的電壓。這個設備不存在傳統電磁繼電器的可靠性問題，因為不存在高電壓開關容易破壞的接觸部分，也不存在接觸壽命限制。固態輸入信號調理的第二個優點是優秀的低壓直流熱性能，在不足5000美元的設備中，這種1000 V數字萬用表組合是史無前例的。

通過使用固態高壓開關，避免使用1 MW分割器，使用DSP避免使用標定組件，您可以在增加板卡表面區域可用性的情況下，滿足電壓間距的要求。您現在可以對布局進行調節，滿足CAT I對1000 V PXI儀器的要求。

直流噪聲抑止

直流噪聲抑止是在所有FlexDMM設備上用于直流測量的專用NI特性。FlexDMM返回的每個讀數實際上是多個高速采樣的數學結果。通過調節這些采樣的相對加權，您可以調節對不同干擾頻率的靈敏度。有三種不同的加權方式可以使用——普通、二階、高階。

普通

如果您選擇普通直流噪聲抑止，所有采樣平等地進行加權。這個過程與大多數傳統的數字萬用表相似，提供了f0倍數頻率下的良好抑止，其中f0 = 1/t孔徑，孔徑時間對于測量是選定的。圖9顯示了普通加權和噪聲抑止結果關于頻率的函數。注意僅在靠近f0倍數的頻率下可以得到較好的抑止。

圖9：普通直流噪聲抑止

二階

二階直流噪聲抑止對測量采樣使用了三角加權，如圖10所示。注意在f0的偶數倍頻下得到了非常好的抑止，同時相比普通采樣加權而言，隨著頻率增加，抑止提高得很快。請注意，響應范圍相比普通加權更寬，這樣可以在噪聲頻率下對輕微變化得到更低的靈敏度。如果您希望得到比普通直流噪聲抑止更好的電源線噪聲抑止，您可以使用二階直流噪聲抑止，但是無法通過降低采樣速度得到高階噪聲抑止。舉例而言，對于60 Hz的電源線頻率，您可以將孔徑設置為33.333 ms。

圖10：二階直流噪聲抑止

高階

圖11顯示了高階采樣加權和得到的噪聲抑止關于頻率的函數。請注意噪聲抑止從4f0附近開始加強，在4.5f0以上變得很強。使用高階直流噪聲抑止，在高于4.6f0的任何頻率下，對于噪聲幾乎沒有靈敏度。在任何高于46 Hz的頻率，帶有高階直流噪聲抑止、100 ms孔徑（10讀數/s）的FlexDMM能夠在電壓范圍10V，干擾電源線噪聲大于1 V的情況下，提供完全的六位半精度。這相當于普通模式抑止模式高于110 dB的水平，對電源線頻率的變化不敏感。

圖11：高階直流噪聲抑止

表5：直流噪聲抑止設置

交流電壓測量

交流信號通常用rms幅值表示，這是其總能量的度量。RMS代表均方根；要計算一個波形的均方根，您必須對信號電平的平方求平均值，然后取其平方根。盡管大多數數字萬用表使用模擬域的非線性信號處理，FlexDMM使用板載DSP計算交流波形數字化采樣的rms數值。結果是安靜、精確、快速穩定的交流讀數。數字算法自動抑止信號中的直流分量，使它能夠繞過穩定較慢的輸入電容器。為了測量包含大直流偏置的小交流電壓——例如直流電源的紋波，FlexDMM提供了標準交流電壓模式，耦合電容能夠消除偏置，因此FlexDMM可以使用最靈敏的范圍。

FlexDMM使用的rms算法要求波形的四個周期（循環）得到一個穩定的讀數。舉例而言，它要求4 ms的測量孔徑，精確測量一個1 kHz正弦波形。這個方法帶來的優點是能夠提高系統性能。使用傳統的數字萬用表，必須要等待模擬Trms轉換器穩定，之后才能進行測量。使用FlexDMM，則不會產生Trms轉換器穩定時間。FlexDMM能夠更快得到交流讀數的優點在使用開關的系統中十分明顯。

進行rms計算的數字方法也提供了精確的優點。這個算法與峰值系數全然無關，并能夠得到十分穩定的讀數。傳統的數字萬用表能夠確保交流精度是整個量程的10％，FlexDMM確保交流精度是整個量程的1％，甚至在全量程0.1％以下，也可以得到有效讀數。

7. 電流測量體系結構

擴展數字萬用表電流測量的動態范圍是為了滿足不斷增長的用戶需求。在大電流端，您可能需要監視電池、電路或是電磁設備負載性能。現在的集成電子設備需要更多功率。因此，對高于1 A的設備進行測試和特征分析的需求正在增加。在小電流端，許多現在的應用程序，例如半導體設備“關閉”特性需要達到微安或納安的水平。

PXI-4071能夠通過實現全新的固態電流測量配置，能夠提供從1 μA至3 A的八種直流電流范圍和從100 μA至3 A的六個交流rms電流范圍。1μA范圍能夠提供達到1 pA（10-12 A）的靈敏度。要同時提供大電流和小電流支持需要一種獨特的電路設計方法。高電壓、過流保護和低泄漏測量在歷史上是互相排斥的。FlexDMM實現了獨特的設計方法，在圖12中給出了方塊圖。這張大大簡化的示意圖顯示了在PXI-4071中使用的五個電流范圍。

圖12：簡化的PXI-4071電流信號調理

為電流范圍選擇使用固態設備，可以在較小的物理空間中達到更高的可靠性和改進的保護。此外，兩種電流范圍選擇設備Q3以及Q4，實際上是在過載時工作，從而可以保護高穩定性的電流傳感電阻，為最為苛刻的應用提供所需的魯棒性。

8. 1.8 MS/s隔離數字化儀體系結構

PXI-4071 FlexDMM還具有對高達1000 VDC和700 VAC（1000 Vp）輸入，以最大采樣速率1.8 MS/s采集直流耦合波形的功能。您可以簡單地改變采樣率，將數字化儀分辨率從10比特提高到23比特，如圖13所示。有了隔離數字化儀功能，由于不必購買分離的數字化儀，減小了測試系統尺寸和維護成本，FlexDMM能夠最小化整體測試系統成本。

圖13：FlexDMM 1.8 MS/s數字化儀模式

通過將LabVIEW圖形化開發軟件與FlexDMM的隔離數字化儀模式結合在一起，您可以在時域和頻域中分析瞬態和其他不重復高壓交流波形。其他高分辨率數字萬用表都不會具有此項功能。

舉例而言，汽車行業中常用的應用是測量點火線圈的回掃電壓。點火線圈使用高電壓驅動引擎中的火花塞，是用主線圈和次級線圈構成的。次級線圈通常比主線圈的圈數多，因為相對于主線圈的圈數比乘以電壓可以得到輸出電壓。當電流突然消失時，磁場的變化會在次級線圈上感應出一個大電壓（+20，000 V）。這個電壓被傳送至火花塞。

由于在次級線圈上的電壓非常高，測試實際上是在主線圈上完成的。根據點火線圈不同，回掃波形通常在10μs數量及和40至400 V的峰值電壓。在這個波形上完成的測量通常是峰值點火電壓、保留時間和結束時間。使用FlexDMM數字化儀功能和LabVIEW分析函數，您可以建立回掃電壓測量系統。

隔離數字化儀的優點

有了隔離特性，您可以安全地在存在大共模信號的情況下，對小電壓進行測量。隔離的三大優點是：

增強抑止——隔離提高了測量系統抑止共模電壓的能力。共模電壓是“共同”存在與測量設備正級輸入和負極輸入，但并非測量信號一部分的信號。舉例而言，共模電壓在燃料電池中一般為數百伏特。

改進安全性——隔離建立了絕緣屏障，您可以在保護設備免受大瞬態電壓毛刺的影響，進行浮動測量。適當隔離的測量電路通?？梢猿惺芨哂? kV的毛刺。

提高精度——隔離通過防止物理接地回路，提高了測量精度。接地回路是常見的誤差和噪聲源，是因為測量系統包含多個不同電勢的地帶來的結果。

9. 電阻測量體系結構

FlexDMM包含完整的電阻測量特性。它提供了2線和4線電阻測量功能。4線技術用于使用長導線和開關導致“測試端”電阻偏置，導致測量小電阻測量困難時使用。但是，有時加入偏置電壓也會導致很大的誤差。

偏置補償電阻

在這些情形下，FlexDMM提供了偏置補償電阻測量，它對于許多電子測量應用中的偏置電壓不靈敏：

開關系統使用無補償的螺線繼電器（無補償螺線繼電器可能包含高于10μV的補償電壓，它是由在設備玻璃罩中使用的Kovar接頭材料導致的）

回路電阻測量（舉例而言，在對被測電路施加電源時，對電源導體的電阻進行測量）

測量電池的源電阻、前向偏置二極管的動態電阻等等

在上述的情形1中，（測試系統通常使用優化的開關搭建，而不是單純為了電阻測量的任務）請檢查該句。舉例而言，螺線繼電器由于其可預測的阻抗特性和高可靠性，在射頻測試系統中十分常見。在這樣的系統中，您可能還會希望能夠希望測量被測單元的電阻，而同時，螺線繼電器也可能已經在系統中使用。

在情形2中，一個實例是在加電的情況下，對電源總線的電阻進行測量。（注意：您需要在進行這些測試的時候特別小心。）假設電阻是10 mΩ范圍附近，如果有100 mA電流通過這個電阻，兩端的電壓降是：

V = 100 mA x 10 m = 1 mV

在100范圍的無偏置補償的數字萬用表會認為電阻為1 Ω，因為它認為電壓是由它內部的1 mA電流源通過被測導線產生的，無法判別其中的區別。在啟用FlexDMM和偏置補償電阻之后，就能夠區分并抑止1 mV偏置，從而可以得到正確的電阻值。

圖14：電圖15：電流關閉的第二次測量循環 圖15：電流關閉的第二次測量循環

這個測量包含兩個步驟。第一步在打開電流源的情況下測量，如圖14所示。第二步在關閉電流源的情況下測量，如圖15所示。最后結果是兩次測量的差。由于偏置電壓在兩次測量中都存在，可以將它除去，不進入電阻計算，如下所示。

VOCO = VM1 - VM2 = （ISRX + VTHERMAL） - VTHERMAL = ISRX

因此：

RX = VOCO/IS

10. 總結

NI基于FlexADC技術，開發了全新高性能的單槽3U PXI-4071 FlexDMM。使用商業可用的高速數字化儀、DSP技術和主機計算機的處理能力，傳統數字萬用表的許多常見的導致誤差模擬模塊已經被取代。自我標定可以提供在整個0至55 oC工作溫度范圍內的最佳精度，其標定周期為兩年。作為世界范圍內最快、最精確的PXI數字萬用表，由于結合了許多十分穩定的內建參考元素，所以和其它大部分傳統數字萬用表比起來，具有更強大的特性和性能。

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