一 概述

　　單端正激型開關電源只使用一支功率開關管，整體電路結構比較簡單，在中小功率輸出的場合得到了廣泛的應用。但這種拓撲結構形式的特點是功率變壓器工作于B-H曲線的第一象限，變壓器存在磁心飽和的潛在隱患，必須采用適當的去磁方法，將功率變壓器在開關導通時存儲的磁化能量在截止期間瀉放或者消耗掉。否則，經過多個開關周期后，由于剩磁作用，變壓器的工作點逐漸上移，極易由于磁心飽和而產生近似短路狀態，導致功率開關管上流過較大的電流，超過其額定值而燒毀。

　　工程中常用的經典去磁方法包括增加去磁繞組、有源嵌位、R-C-D嵌位法、ZVT嵌位法等，其共同思路是：在主功率開關截止后，通過一定的途徑，使變壓器中剩余的磁化能量進行瀉放或者消耗在無源功率電阻上。

　　實際上，由于目前的開關電源普遍采用MOSFET作為功率開關，因此僅利用其分布參數也能夠較好的完成去磁工作，即采用諧振技術進行去磁。諧振去磁的基本原理為：在功率開關截止后，利用變壓器的自感和電路中元器件的分布電容進行諧振，將變壓器的磁化能量進行轉移。這樣，省去了相對復雜的去磁設計，使得電路結構得到簡化。

　　二 諧振去磁的工作原理

　　在分析利用諧振技術進行變壓器去磁的工作原理之前，首先作出以下假設：

　　（1）整個系統處于動態平衡的穩定狀態。

　　（2）輸出電感LO與輸出電容CO與參與諧振的分布元件相比，近似為無窮大。

　　（3）變壓器的漏感可以忽略不計。

　　（4）開關管與二極管均為理想器件，即開關管導通電阻和二極管的正向壓降均可以近似認為是0。

　　（5）與開關周期和諧振工作時間相比，開關器件的過渡時間很短。

　　對于一個單端正激型電源，與該諧振去磁方法相關的基本電路元件分布位置如圖1所示：

　　其中，Lm為變壓器初級線圈的等效電感；Ct為功率變壓器初級繞組的等效電容，與Lm為并聯關系；Cs為開關管Q1的漏－源極結電容和為改善其開關環境而并聯的外電容之和；C1為輸出整流二極管的結電容。

　　圖2為這些元器件等效到變壓器初級的示意圖。由圖中可以看到，Dr的結電容C1等效到變壓器初級的電容C2為：

　　且它與Ct為并聯關系。同時，假定輸入電壓源Vin為理想電壓源，其內阻可以忽略不計，因此在交流諧振狀態時，Cs也與Ct呈并聯關系。

　　在一個完整的開關周期內，諧振去磁的整個工作過程由以下幾個階段組成：

　　第一階段：圖3中的T1階段。在此之前， Q1處于截止狀態，其漏－源極上的電壓為輸入電壓Vin， Df續流導通，流過變壓器磁心的磁化電流為負值I1（其大小與方向在后面進一步解釋）。從t=0開始，Q1受控導通，主功率變壓器磁心的磁化電流Imag為線性變化，由負值逐漸變為0，又開始正向增加。在這一階段，由于極性關系，Dr導通，Df截止。而C1和Cs的端電壓均近似為0，能量由輸入端通過變壓器耦合至輸出負載。假定變壓器初級磁化電流在該階段開始時為I1，結束時為I2，則I1與I2的關系為：

　　第二階段：圖4中的T2階段。在此階段的開始，Q1受控制信號的作用截止，其漏-源極電壓Vds開始迅速上升。當Vds超過輸入電壓Vin之后，變壓器次級線圈的極性反轉，Dr相應截止，Df導通。由于Q1的截止，變壓器初級電感Lm與電路中的等效電容Cr（C2、Ct、Cs之和）形成一個并聯諧振電路，開始諧振工作，去磁電流Imag開始以正弦形狀變化并流過諧振電路。由電路理論可以得知，一個L-C并聯電路以諧振方式工作時，電感上的電流與電容上的電壓均為正弦形變化，且彼此相位相差90度，參與諧振的電感和電容所存儲的能量互相交換。由于Cr在前一階段的端電壓為0，沒有存儲能量，而Lm中的能量在開關截止前達到了最大值，因此Lm與Cr產生能量交換；該階段的持續時間為T2，且T2為一個完整諧振周期的一半。

　　Cr上的電壓由0所能夠達到的最大值為：

　　而Q1漏－源極電壓Vds在Cr達到最大值時，也達到最大值：

　　這樣，到了該階段的末期，激磁電流Imag達到負向的最大值。由于系統處于穩定的動態平衡狀態，且能夠完全去磁，因此其值等于-I2。此時， Q1漏－源極電壓Vds等于輸入電壓Vin。

　　這一階段的等效電容Cr為：

　　諧振頻率為：

　　由初始條件，可以得到磁化電流與等效電容電壓的變化分別為：

　　在上述兩個階段，變壓器中磁場強度H的變化與磁化電流Imag的變化相一致：當T1階段，H向正方向增加；而在接下來的T2階段，由于諧振作用，H向反方向變化。這樣，通過諧振使變壓器的激磁能量進行了轉移，并且最終實現了磁化電流的反向流動，從而達到了去磁的目的。

　　第三階段：圖5中的T3階段。在此時間段內， Q1仍然保持截止狀態，由于前一階段Cr上的電壓諧振地變化為0，因此Q1兩端的電壓為Vin。當Cr上的電壓企圖繼續諧振，進一步降低時，就導致Dr導通。因此，該時間段開始時，Np與Ns的端電壓均為0，Cr的端電壓被嵌位為0，諧振結束，此時與Q1并聯的Cs兩端沒有變化的交流電壓，只有穩定的直流電壓Vin。Dr與Df均可以看作是處于“導通”狀態。而負向的磁化電流由于只有Df－Dr－Ns這樣一條通路可以繼續流動，且磁化電流I1在這一階段保持恒定的負值I1不變，這種工作模式一直持續到下一個開關周期的到來。在系統處于穩定工作狀態時，且保證每個開關周期都能夠完全進行去磁的條件下，磁化電流I1也等于下一個開關周期開始時的I1，即：

　　如果電路的諧振頻率恰好等于開關管截止的時間，則Ts的持續時間為0。而如果諧振周期大于Tr，可能會出現I1與I2不相等的情況。在這種情況下，下一個開關周期開始前半個諧振周期未結束，因此主功率開關上的漏-源極電壓在每個開關周期開始時超過Vin；這樣，會增加開關損耗。同時，也無法有效的實現變壓器的完全去磁。

　　三 諧振去磁的特點及諧振頻率選擇：

　　1 降低了對控制電路的50%占空比的要求。單端正激型開關電源在實際工程中通常采用在主變壓器中增加第3個繞組的方法進行去磁。由于受到開關管的耐壓值的限制，通常將去磁繞組與初級繞組的匝比定為1：1。這樣，最大占空比只能達到50％。同時。為了減少開關管關斷時的電壓尖峰，復位繞組和初級繞組在工藝上要求緊密耦合，因此變壓器的設計和加工工藝比較復雜。而諧振去磁只要求在開關管截止期內，至少保證能完整進行半個諧振周期工作。而通過諧振頻率的選擇和諧振元件參數值的調整，可以充分保證做到這一點。這樣，占空比不再受50％的要求，電源可以工作于較寬的輸入電壓范圍。同時對于簡化電路結構也很有意義。

　　2 對比常規的去磁繞組法與諧振去磁，可以看出，常規的去磁繞組法中，磁化電流始終可以認為是非負值，在開關導通時線性增長，在開關截止時線性減少。因此其B－H特性為第1象限；而諧振去磁的磁化電流在每一個周期內有一段時間為負值，因此屬于雙向磁化電流變化。在選擇較大的磁感應強度擺幅（ΔB）進行功率變壓器設計時，在防止磁心飽和方面，諧振去磁具有更多的優勢。

　　3 由理論分析和后面的桌面電路試驗的實際波形可以看出，諧振去磁時，開關管漏－源極電壓波形為較為光滑的半正弦波，而去磁繞組法為波形邊緣較為陡峭的脈沖方波，前者無疑比后者具有更小的高次諧波分量。因此，對于開關電源的EMI問題也有所改善。

　　4 諧振去磁中，諧振元件參數的確定

　　在采用諧振去磁時，為以確保在開關截止期內能夠完成半個諧振周期的去磁過程，需要仔細確定諧振元件的參數。因此，在理論分析的基礎上，必須在試驗中仔細觀察各種工作狀態下開關管的漏－源極波形，以確定比較適宜的諧振頻率。

　　在選擇諧振頻率時，需要對開關管的額定電壓和去磁效果相互之間的矛盾進行綜合考慮。目前在中、小功率應用場合中，單端正激功率變壓器的初級電感量通常為幾十到幾百微亨，而開關管的結電容通常為幾百到幾千pF，這樣，在僅僅利用初級電感和器件結電容進行諧振去磁時，諧振頻率一般都可以達到幾百kHz或者更高。而為了降低主開關管在諧振上的電壓應力Vds，有時需要在開關管Q1或二極管Dr兩端并聯一定數量的電容以適當降低諧振頻率。然而，該電容的容值不能過大，否則會導致無法完全進行諧振去磁的問題。

　　圖6是在相同的占空比條件下，選擇不同的諧振參數時，開關管漏－源極的典型電壓波形。圖中：

　　（1）是選擇比較適當的諧振頻率后的理想電壓波形，其形狀與上節理論分析的一致；

　　（2）是諧振頻率選擇過高時的波形。在變壓器的各個參數均確定的條件下，等效電容Cr較小時是這種波形。從圖中可以看出，雖然其基本形狀與（1）完全相同，也能夠迅速完成去磁過程，但是由于等效電容較小，因此諧振頻率較高，相同的變壓器初級激磁能量導致等效電容Cr上的諧振電壓V2的幅值遠超過了V1。這樣就要求主開關管的耐壓更高，增加了成本。

　　（3）則是在開關管、輸出二極管的兩端并聯的電容過大，導致諧振等效電容Cr過大，因此諧振頻率較低，甚至無法完全滿足在開關管的截止期內完成諧振周期一半的工作。由前面的分析可知，系統動態平衡時，完全的去磁條件是每一開關導通期開始的磁化電流應該與上一開關截止期末的磁化電流相同，顯然（c）中的去磁過程沒有完全結束，在輸入電壓較低，開關導通時間較長時更是如此。在電路設計與試驗中，要盡量避免這種波形的產生。從這些圖也可以看出，工程設計中，有時為了降低功率開關管的損耗，在其兩端并聯電容，這樣會對諧振去磁的效果產生影響，因此需要綜合考慮。

　　四 設計實例：

　　在上述理論的指導下，進行了利用諧振技術去磁的實際單端正激電源的桌面電路試驗（12V/20W）；并且在此基礎上，完成了某型號產品的初樣件設計工作。其基本原理見圖7。

　　在該電路中，控制器件選用UC1843（LCC20封裝）；開關頻率設為近300kHz，最大占空比選擇60％左右；開關管Q1為2N6798（IRF230），其Coss為250pF；整流二極管Dr選用15CLQ100，變壓器磁心選用MAGNETICS公司的RM6磁心，初級線圈為8匝，次級線圈為9匝。磁心的初級線圈電感量經過實測為160μH左右，次級整流二極管未并聯電容，而初級MOSFET并聯510p電容；輸入電壓范圍為23V—33V。所測得的Q1漏－源極波形在最低輸入電壓和最高輸入電壓時的情況，如圖7所示（兩圖中的橫坐標為時間量1μs/格；縱坐標為電壓量20V/格）：

　　通過對實際電路功率MOSFET的漏－源極電壓波形實測，可以看出這種磁心復位方法的工作過程。從圖中可以大致推測出其去磁時的諧振頻率大約為300多kHz.。而實際的電路參數計算也大致在此范圍。對實際設計的電源產品分別進行了高低溫條件下長期連續通電試驗，其工作性能穩定，證明了該方法的技術有效性。