低壓直流電源原理圖：降壓斬波、MOS管、3.3V直流

電力MOSFET都是通過增加N-漂移區(qū)的厚度來提高工作電壓，但由此也帶來通態(tài)電阻的增大，當(dāng)電流比較大時(shí)，管壓降和損耗會(huì)明顯加大，因此MOSFET特別適合高頻低壓場(chǎng)合，低壓MOS管不必增加或加厚N-漂移區(qū)，通態(tài)電阻可以做到非常小，接近1毫歐水平。現(xiàn)在板載低壓直流電源，如3.3V電源、5V電源，一般都是通過降壓斬波電路或低壓差線性穩(wěn)壓電路（LDO）獲得，斬波電路的效率更高，發(fā)熱量更小。斬波全控開關(guān)多采用低阻MOS管，控制方式多采用PWM方式，即保持周期T不變，通過改變占空比D對(duì)輸出電壓平均值Uo=D*E進(jìn)行調(diào)節(jié)，其功能相當(dāng)于是直流變壓器。為簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì)，常采用集成的DC-DC轉(zhuǎn)換器，其中包含脈沖控制電路、保護(hù)電路及斬波開關(guān)，而斬波電路需要的電感、大電容及反饋電路因無(wú)法集成而必須外接。

電感和電容作為常用的儲(chǔ)能元件，電感的能量為1/2L*i^2,其能量體現(xiàn)在電流上，具有維持電流不變的作用，其阻礙電流變化是依靠自身反電勢(shì)來實(shí)現(xiàn)的，在斬波電路中，電流是不允許突變的，如強(qiáng)行斷開，電感上的電壓u=L*di/dt會(huì)很高，會(huì)擊穿與之相連的低壓元件，為保持電流連續(xù)而不致突變，續(xù)流二極管等元件是必須的; 電容的能量為1/2C*u^2 ，其能量體現(xiàn)在其兩端電壓上，具有維持電壓不變的作用，對(duì)容量較大的電容，也不允許電壓突變，否則會(huì)在電路中引起很大的電流i=C*du/dt，使過流保護(hù)電路動(dòng)作。在DC-DC直接變流電路中，都是將L、C結(jié)合起來使用，形成互補(bǔ)效應(yīng)，以發(fā)揮各自特點(diǎn)。

圖一降壓斬波原理圖

圖一(a)所示的BUCK斬波主電路中，全控開關(guān)Q1和不可控的肖特基二極管(SBD)均工作于開關(guān)狀態(tài)，為減小電感、電容的容量和體積，同時(shí)使電感中電流連續(xù)，減小輸出紋波，開關(guān)的工作頻率都設(shè)定的比較高，一般在500KHz~1.5MHz之間。全控器件要用開關(guān)速度很快的MOS管，不可控器件可采用反向恢復(fù)時(shí)間短、導(dǎo)通壓降低的SBD，不能用普通二極管來承擔(dān)電感的續(xù)流任務(wù)。對(duì)于直流電源，總希望輸出電壓Uo穩(wěn)定且紋波小，常規(guī)手段是在輸出端并聯(lián)比較大的電容，但如果不加限流元件，在Q1導(dǎo)通、電壓突變時(shí)，電容就會(huì)引起很大的電流i=C*du/dt，電阻是耗能元件，不能用電阻來限流，只能用電感來限流；在Q1斷開、電流突變時(shí)，電感會(huì)產(chǎn)生高壓u=L*di/dt，必須有續(xù)流限壓元件，圖一(a)采用SBD續(xù)流，加上限流電感后，Q1導(dǎo)通時(shí)，經(jīng)電感限制，電流線性上升，上升率di/dt=(E-Uo)/L；Q1斷開時(shí)，經(jīng)D1續(xù)流，電流線性減小，下降率為di/dt=-Uo/L,完美解決了電容引起的電流過大和電感引起的電壓過高問題。紋波電壓是紋波電流在電容等效串聯(lián)電阻(ESR)上的壓降引起的。在電感一定時(shí)，頻率越高，紋波電流越小，輸出的紋波電壓就越小；電容量一定時(shí)，ESR越小，紋波電壓也越小；同種類電容，容值越大，ESR越小；對(duì)于同容量的鉭電容和鋁電解電容，鉭電容的ESR遠(yuǎn)小于鋁電解電容。圖一(a)中的斬波開關(guān)Q1使用了NMOS，可以看出，Q1導(dǎo)通，其源極S電位為15V，而Q1關(guān)斷、D1導(dǎo)通續(xù)流時(shí)，S極電位又接近0V，即源極電位是浮動(dòng)的，驅(qū)動(dòng)電壓Ugs也必須隨之改變，增加了驅(qū)動(dòng)電路的復(fù)雜性。因此主電路開關(guān)管常采用PMOS，使源極電位固定，如圖一(b)所示，其中的Q2為NMOS，構(gòu)成反相器，用于驅(qū)動(dòng)主電路中的PMOS開關(guān)管。增加反相器后，就可以用TTL電平脈沖Vp來控制Q1_P的通斷。Vp為低電平時(shí)，反相器輸出高電平，PMOS關(guān)斷;Vp為高電平時(shí)，反相器輸出低電平，PMOS控制電壓Ugs為足夠大的負(fù)值，PMOS導(dǎo)通。圖一(b)中的D2續(xù)流開關(guān)，盡管采用了低壓降的SBD，但其功耗和發(fā)熱還是不能忽視的，例如，若流過D2的電流為2A，此時(shí)導(dǎo)通壓降為0.5V，則耗散功率為1W，對(duì)于以電池供電，對(duì)功耗和發(fā)熱有嚴(yán)格要求的電路來說，也是不允許的。此時(shí)可以用低導(dǎo)通電阻的MOS管來代替續(xù)流二極管，使用同步整流概念來提高電源效率，如圖二電路所示。

圖二 MOS管續(xù)流同步控制原理圖

先看圖二(b)，通常使用NMOS時(shí)，電流都是從D極流向S極，D極電位高于S極，作為同步整流管使用時(shí)，電流從S流向D，等效為內(nèi)部寄生二極管，但僅為形式上的等效，在需要寄生二極管導(dǎo)通續(xù)流時(shí)，此刻同步給Q2施加控制電壓Ugs ，由于低壓MOS管的導(dǎo)通電阻很低，導(dǎo)通壓降很小，會(huì)短路掉寄生二極管，實(shí)際上寄生二極管并未開通。例如，Q2導(dǎo)通電阻為50毫歐，流過電流為3A，則Q2導(dǎo)通壓降為0.15V，寄生二極管不會(huì)導(dǎo)通，導(dǎo)通功耗遠(yuǎn)小于使用SBD 。圖二(a)所示同步降低主電路中，由于高側(cè)管Q1的源極電位是浮動(dòng)的，且要在Q1關(guān)斷時(shí)，同步控制Q2開通續(xù)流，脈沖控制電路是比較復(fù)雜的，設(shè)計(jì)電源時(shí)，一般優(yōu)先采用轉(zhuǎn)換器芯片，外接電感、濾波電容、電壓自舉電容及反饋電阻。自舉電容就是為了解決高側(cè)MOS管源極電位浮動(dòng)問題，可將自舉電容看成電池，其兩端電位差一定，在S極電位升高時(shí)，G極電位隨著抬升，由芯片驅(qū)動(dòng)電路控制高側(cè)斬波開關(guān)和低側(cè)續(xù)流開關(guān)交替導(dǎo)通。圖三即為基于同步轉(zhuǎn)換芯片的降壓電源。

圖三 3.3V直流降壓電源

圖三為3.3V同步降壓電源，其中C1、C2為輸入濾波電容，C3是內(nèi)部LDO的去耦電容；C4為自舉電容，經(jīng)R2與內(nèi)部升壓調(diào)整器構(gòu)成自舉升壓電路，產(chǎn)生高側(cè)MOSFET浮動(dòng)驅(qū)動(dòng)電壓；R4、R5是輸出反饋分壓器，改變R4、R5即可改變輸出電壓，R3、R4、R5構(gòu)成T型網(wǎng)絡(luò)，與內(nèi)部運(yùn)放的補(bǔ)償電容共同設(shè)定環(huán)路帶寬；C7用于穩(wěn)定反饋電壓;L1、C5、C6構(gòu)成BUCK主電路所需的電感、電容。圖四為芯片內(nèi)部功能框圖，供理解參考。