降壓型開關電源(BUCK)是實際應用中較為廣泛使用的電路，本文來詳細說一說相關的設計細節。這里不考慮集成的開關電源，分控制和驅動、開關管、電感等部分講。

文章目錄

• 基本結構
• 控制和驅動
• 開關管
• 自舉電容
• 電感
• 電容
• 工作頻率選擇
• 其他注意事項

基本結構

控制和驅動

上圖為一個實際應用中典型的BUCK開關電源電路。最左側的TPS40200為一個控制器，一般可以是任意能輸出PWM的單片機或者芯片，中間的TPS28225是一個驅動器。

驅動是開關電源非常重要的一部分，其作用是接收控制器的控制信號(一般是PWM)，并轉換輸出。其重要性主要體現在能快速控制開關管的導通和截止，我們都知道芯片和PCB上存在寄生電容，由電容的電壓電流計算公式

為使得開關管控制端輸入電壓快速達到閾值，一般需要輸出器件在短時間內能提供一個較大的驅動電流，而一般作為控制器的單片機IO輸出能力較弱，因此驅動器的主要作用就是提供“驅動能力”。

上圖中的TPS28225是一種能接受一路PWM輸出并轉化為兩路輸出的驅動器，當輸入為PWM高電平時，輸出控制開關管上管導通，下管截止，此時電感左側為電源電壓，其實就是給儲能器件充電;反之輸入為PWM低電平時，輸出控制開關管上管截止，下管導通，此時電感左側為地，儲能器件持續釋放能力給負載。從這樣一個反復充放電的過程來看，開關電源有點像一個水塔，先從輸水管抽水維持水位在某個高度，然后能以恒定的水壓送水。

上圖為TPS28225內部結構框圖。實際上早期很多驅動器是多輸入多輸出的，即每一路PWM輸入控制一個開關管，從框圖中可以看出TPS28225下管輸出回路比上管多一個非門，其實就是內部進行了轉換，因為開關電源的上下開關管總是不同時導通的，這樣的設計除了省了一個控制信號輸入之外，最大的好處就是防止控制器輸出錯誤導致上下管同時導通，此時會形成低阻通道，大電流很容易將開關管甚至上級電路燒毀。

仔細看的話會發現上面TPS28225的設計使用了兩個NMOS，我們知道NMOS是高電平導通低電平截止的，或許有人會問為什么不使用一個NMOS一個PMOS，由于兩者的控制邏輯是相反的，此時就可以使用同一個輸出控制兩個開關管了，也避免了兩個開關管同時導通是問題，關于這個問題將在下一節解答。

開關管

上圖為前文(電源學習總結(五)——開關電源基本原理)中提到的降壓型開關電源拓撲結構，注意到其中只有一個MOSFET。

注意看上面TPS28225組成的開關電源，可以看到和拓撲結構不同的是，其中使用了兩個MOSFET，實際上拓撲只是說明了該類開關電源的基本原理和結構，實際上多用雙MOSEFET結構，因為其效率更高，性能更好。

我們知道實際的二極管是有寄生電容的，拓撲中MOSFET的導通和截止的切換分別對應了二極管PN結反偏和正偏的切換，由于寄生電容導致的反向恢復時間導致其在二極管上有較大的損耗，并且限制了開關管的開關頻率(后面會提到不同工作頻率對開關電源性能的影響)。實際上早期的開關電源是使用一個開關管和一個二極管設計的，但后來對電源的效率和其他性能要求原來越高，這樣的方案逐漸被淘汰了。

前面提到了為什么不使用一個PMOS一個NMOS的問題，其實原因很簡單，在之前的博文中也有提到過，因為NMOS工藝更好、效率更高、成本更低啊。

事實上最開始驅動器設計較為簡單的時候也有使用一個PMOS一個NMOS的方案，此時一般選擇上管為NMOS，因為一般上管承受的電流更大。

自舉電容

還記得在上一篇文章電源學習總結(五)——開關電源基本原理中我們留了一個問題，就是上管(上圖中的Q1)的完全導通往往需要一個遠高于常規控制電壓(一般為3.3V或者5V)的柵極電壓(對三極管來說是基極，對大功率常用的IGBT來說是門級，但都是一個意思，都是控制端，需要的電壓都較高，至少高于控制信號電壓)，那是否真的需要產生這樣一個較高的電壓呢?

答案顯然是否定的，為了使上管導通，VHG=VSW+VTH，其中VSW=VOUT(簡單理解輸出的電感說白了就是個線圈，就是~ 呃 ~ 一段導線)，V TH是MOSFET完全導通需要的控制電壓，一般是5-10V，也就是說BUCK輸出電壓VOUT=5V時，VHG至少為10V，而為了快速開關半導體管，控制器需要的輸出能力并不低，一般是安培級別的，就算驅動電流只有1A，則需要的驅動器輸出功率也需要10W━((′д`)爻(′д`))━!!!)，要達到這樣的功率一般需要BOOST電路，這樣的設計顯然太復雜了。

事實上我們很容易發現，使上管完全導通需要的額外電壓來自VSW，而實際上我們只需要使得MOSFET的柵源電壓超過一定值就行了(這里面實際上是一個參考點的問題，我們一般認為電路中的GND為電勢參考零點，但對上官的驅動信號來說實際上把VSW作為參考更合適)。

基于這樣的思想，我們來分析上圖的電路，圖中CBOOT就是自舉電容，當PWM輸出為低，即Q1關閉，Q2導通時，VSW=0，此時二極管D1導通，對CBOOT充電;當PWM輸出為高，即Q1導通，Q2關閉時，VSW=VOUT，此時二極管D1截至，由于電容兩端電壓不突變的特性，我們驚訝的發現此時VBOOT=VSW+VC_BOOT≈VOUT+VCC ∑( 口 ||，而從圖中可以看出，BOOT引腳在芯片內部是連接到上管驅動器的電源，從而達到提高上官驅動電壓的目的。

此時讀者可能會有這樣一個疑問，前面不是說驅動功率很高嗎，為什么這里一個電容就能驅動?兩個原因，第一，前面提到的是以GND為零點設計電源，而這里以VSW(或者說VOUT)為零點，實際上降低了驅動器需要的電壓;第二，實際上電容的放電能力非常強(具體表現為其能在很短時間內輸出一個較大的電流)，只不過其儲存的能量有限，而開關電源的工作過程是一個不斷開關的過程，所以只需要在一個周期內充放電達到平衡即可，這一點事實上和輸出是類似的，只要參數設計合理使其工作在連續模式(就是說充的電夠放電用不會斷電)，就能使驅動器正常工作。

這里順便提一下，這里的自舉電容工作原理實際上類似倍壓整流(或者電荷泵)。

電感

如果要從理論上分析，電感的選擇實際上是一個非常復雜的問題，可以從輸出電壓和紋波反推，也就是一個KVL方程組，但由于真實的電感存在電阻，且實際電感的大小受工作電壓、環境溫度的影響，因此實際需要的電感會遠大于計算值，因此工程上常用經驗法 ~ 呃 ~ 你沒聽錯，就是憑經驗。

呃 ~ 也不全是，一般集成的開關電源芯片datasheet中會給部分設計參數下的參考感值，這是芯片設計廠商測試過的，可以放心使用。如果實際使用的不在給出的參考列表中，也可以選擇一個工作條件接近的近似。

而對于自己設計的開關電源，如果沒有參考，也可以借助計算機求解，許多計算工具都會將寄生參數考慮在內，因此計算得到的結果非常接近實際情況，這里推薦一家在想網站。

coilcraft線藝

在在線工具中輸入設計參數如上圖所示，即可得到可用的電感類型和參數列表如下圖所示。

可以對列表按某一條件排序，如對開關電源效率有較高要求時，可以對Total losses(mW)排序，同時需要關注Isat(飽和電流)，Irms (溫升電流)等參數。

這里隨機輸入設計參數得到一張表，從表中可以看出電流為1A時感值明顯下降，這也是為什么工程上使用的感值往往比理論計算得到的結果大許多的原因，實際上一般電感感值的測量是在電流接近零的條件下得到的，隨著電流增大感值會下降(大概是因為磁性元件磁化曲線非線性或者磁飽和等原因引起的吧，這個我也不是很懂,???,)。

解決了感值問題，還需要解決電感種類問題。一般而言使用工具推薦的電感就行，但要注意幾個坑。

1.工字形電感一般是測量磁場信號用的，一般工具也不會推薦給你，但如果使用CD系列電感要特別注意飽和電流，因為其磁性材料磁化曲線比較 ~ Emmmm ~ 難以描述，在電流超過一定值的時候，其感值會迅速降到0，沒錯!就是幾乎等同于一根導線，此時相當于把電源電壓直接輸出，大概率 ~ 呃，不 ~ 肯定燒后面的電路(/(ㄒoㄒ)/~ ~ 作者曾為此買單大800/(ㄒoㄒ)/~ ~ 血的教訓啊)。

2.coilcraft上還會提供這種下面電感，其好處是寄生電阻非常低!接近0!也就是說能讓電源在電感上的損耗降到最低，但缺點是體積大，而且貴!非常貴!(官方正品貌似兩三百一個，但能申請樣品 ~ 以前能，現在不知道(_))。

3.最常見的鐵氧體多層型貼片一般也不會用，因為受限于體積一般其體積和承受的電流都不會很大(不絕對!)，功率電感常用一體成型(最常用，作者一般管他叫鐵蛋蛋)、磁屏蔽電感、扁銅帶電感等，也有大神能自己繞的。

電容

電容分為輸入電容和輸出電容。

對輸入電容來說，一般工作頻率大于100kHz時，其對輸出的影響很小，所以一般并聯20-100μf的電解電容和陶瓷電容即可(兩者PCB布局也有講究，這個問題以后再說)。

對輸出電容來說，顯然電容并聯越多，容值越大，紋波越小。實際上確實能用疊“電容塔”的方法降低輸出紋波，但由于PCB布局等原因，其等效容值并不能像理想的那樣無限增大(當然不行，電容在PCB上布局不可能到輸出等距，即線路寄生電阻不等，電流是喜歡偷懶的(_)，他會優先使用離他距離近 ~ 電阻小 ~ 的，所以受限于PCB布局，實際能用的電容是有限的)。實際上我們也只需要使其符合設計參數即可，理論上類似電感能計算，但問題也是一樣的，工程上主要憑經驗。

在選型上，工作頻率較低時一般用鋁電解電容，因為工作頻率較低時往往紋波較大，需要的容值較大，而鋁電解電容比較容易做到較大的容值;工作頻率較高時使用陶瓷電容，或者與鋁電解電容組合使用，因為鋁電解電容是兩條鋁箔夾著電解質繞成的，在高頻表現出較大的感性。

工作頻率選擇

工作頻率的選擇主要受限于體積、效率、成本!

上圖是開關電源設計中頻率和各元件的體積關系，可以看到頻率小于200kHz時，輸入輸出電容、輸出電感的體積都非常大，因此很少將工作點設置于此處(不絕對!);工作頻率在200-400kHz之間時，頻率對體積的影響已經明顯變小，綜合考慮效率和成本常將工作點設置于此;工作頻率大于400kHz時雖然體積更小，但效率會大幅度降低，因此常規設計一般不會把工作點設計于此(不絕對!)。

實際上可以記住一個結論，傳到損耗與開關損耗相等時總損耗最低，其中傳導損耗指半導體導通時其等效電阻的損耗，一般只和器件本身和工作條件有關，器件導通電阻Rds_on越小，工作電流和溫度越低，傳導損耗越小;開關損耗是器件寄生電容和寄生電感引起的，下圖中陰影區域即表示開關損耗。

顯然工作頻率越高，開關損耗越高。

總結一下，開關電源工作頻率越高，體積越小，但損耗越高，效率越低。常規的開關電源設計往往將工作頻率設置為200-600kHz，但像給筆記本電腦CPU供電的開關電源往往工作在1MHz以上，因為其對體積有很高要求。

其他注意事項

由于開關電源的工作原理是控制開關管的不斷導通和截止，因此如果負載為模擬電路或者對噪聲抑制有較高要求，一般需要單點接地以減小開關電源產生的噪聲對電路的影響。