射頻功率放大器需要龐大的冷卻設備，因為眾所周知，只要它們在恒定直流電源電壓的幫助下供電，就會散發熱量。射頻發射器系統的很大一部分通常被冷卻設備占據。RFPA 效率提高背后的原因和概念在于使用包絡跟蹤 (ET) 電源，因為電源調制器具有高峰均峰值 (PARP)。1圖 1 清楚地展示了 ET 功率放大器的簡單框圖。已經引入了不同類型的 ET 電源，并且在線性放大器、2,3開關4-7和線性輔助開關轉換器中進一步指定了它們。8,9測量高達 20 MHz 的大信號帶寬通常由單相或多相5降壓轉換器跟蹤，專門用于具有 4G LTE 的基站。在這種情況下，一個常見問題與在高頻下處理更高的直流電壓有關。本文討論并介紹了用于 ET 的兩相三電平降壓轉換器及其各種優點。高開關頻率具有較少的關斷開關損耗，這使得這種設計適用于 PARP ET 電源和更高的帶寬。本文還解釋了所提議轉換器的操作和設計。請在此處找到原始 IEEE 論文。

圖1：ET電源設計

圖 2 清楚地表示了兩相三電平降壓轉換器和 ET 應用的 ZVS 四階輸出濾波器的功率級架構。RFPA 的行為可從電阻負載 RL 得知。5圖 3 和圖 4 表示在 V in /2處正確控制快速電容器兩端的電壓，即每相的開關節點電壓，在0 < D < 0.5 時在 0 和 V in /2之間切換，并且在V in /2 和 V in為 0.5 < D < 1。1已經注意到，與器件開關頻率相比，總電流 I T 中存在 4 倍紋波頻率這最終導致增強的開環轉換器帶寬和尺寸減小的濾波器。1

圖2：兩相三電平降壓電路圖

圖 3：轉換器在 0 < D < 0.5 時的波形

圖 4：轉換器在 0.5 < D < 1 時的波形

設備選擇

選擇 EPC800 系列eGaN FET 10,11背后的一個原因在于其優勢在于具有超小尺寸、零反向恢復率和較低的開關損耗。圖 5 和圖 6 清楚地表明，在高達 50 MHz 的更高開關頻率下，與傳統對應物相比，最大額定功率為 115 W 的擬議三級設計的效率更高。1低側 MOSFET (LSM) 包括頂部兩個器件 S 1x和 S 2x，它們將電感器 L 1連接到輸入直流總線/電容器正極端子，稱為高側 MOSFET (HSM)，以及底部兩個器件 S 3x和 S 4x將電感器L 1連接到飛跨電容器的地/負端子。在低端器件的柵極信號中引入適當的延遲有助于 LSM 的 ZVS 開啟。1由于在寄生電容的器件上充電/放電的負導體電流稀缺，因此在高側器件的導通過程中會注意到耗散。如果峰峰值紋波電流的設計和承載方式是平均電流值的兩倍，則將實現 HSM 的 ZVS 導通。L1 肯定有助于平衡相電流，而無需任何電流控制回路的幫助。1 表 1 顯示了四階 ZVS 濾波器組件的負載電阻為 6.6 Ω 的值。借助 Thevenis 和疊加原理，兩相三電平降壓轉換器的簡化電路如圖所示7.

圖 5：傳統兩電平降壓的開關頻率和效率比較

圖 6：三電平降壓開關頻率和效率對比

圖 7：建議的兩相三電平降壓的等效電路

結果與分析

圖 8 顯示了 PLECS 仿真環境中兩相三電平降壓轉換器的開關節點電壓和電感器電流的 20 MHz 帶寬的 ET 信號。1根據輸入包絡命令的值，已注意到開關節點電壓中的開關為 (1) 0 V 和 15 V 或 (2) 15 V 和 30 V。因此，在GaN MOSFET 兩端的電壓應力與輸入電壓的比較。1值得注意的是，轉換器在 115 W 時的峰值效率為 97.5%，平均功率為 26 W 時的平均頻率為 94.5%。建議的設計顯示 10-dB PARP 和高于 90% 的效率。1

圖 8：20 MHz 時兩相三電平降壓的開關節點電壓和電感器電流

結論和未來范圍

本文介紹了具有更高帶寬 ET 應用的兩相三電平降壓轉換器的設計。20 MHz LTE 包絡信號的跟蹤是通過設計 ZVS 低通濾波器獲得的，并且在多相降壓轉換器中也完成了固有相位的維護和電流的平衡。對于給定的設計額定值和 PARP，與兩電平降壓選項相比，提出的兩相三電平降壓轉換器在平均功率方面表現出更好的效率。所提出的兩相三電平降壓轉換器的可擴展性要高得多，并且可用于大功率 ET 應用。與此同時，他們有能力實現更高的帶寬和 PARP。仿真結果提供了概念和操作的證明。

　　審核編輯：湯梓紅