1 引 言

目前伴隨著便攜移動設備的快速發展， 電源芯片得到更廣泛的應用， LDO 芯片即是一種重要的電源芯片。但在發生輸出短路或負載電流過大的情況， LDO穩壓器可能會損壞， 特別是在短路情況下，LDO存在過大的電流從調整管通過， 進而可能燒壞調整管致使芯片無法工作。因此需要設計一種用于LDO穩壓器的限流電路， 能在過載或短路情況下及時關閉電源系統。

2 電路結構

這種限流電路的主要結構包括： 電流采樣電路、電流比較電路和基準源電路。如圖1 所示， 它將從LDO輸出電路得到的采樣電流， 與基準電流（鏡像于基準源） 作比較。根據實際需要， 設定當輸出驅動電流大于100mA 時， 采樣電流大于基準電流， 比較器翻轉輸出低電平， 經反相器整形后得到邏輯0，由此LDO 被關閉， 從而實現限流功能。

2. 1 電流采樣電路

如圖1 所示， 電流采樣電路包括MP5、MP4、MP3、MN2和MN1。因為MP5 和MP6均工作在飽和區， 為了使MP5更好地等比例鏡像LDO 的調整管（ PMOS驅動管）MP6的電流， 特使用MN1、MN2、MP3 和MP4 組成自偏置的鏡像陣列， 以保證VX= VY， Vds_p5= Vds_p6。所以根據飽和區電流公式得到， N1 I_p5= N1 Is= N1 Is1= I_p6。為使M3電流與Is更好的匹配， 根據經驗值并考慮功耗因素， 特意將MN1、MN2和M3的過飽和電壓提高到0. 3V。

圖1 電流采樣電路與電流比較電路

2. 2 電流比較電路

電流比較電路由電壓比較器A 1， 若干電阻和MOS管構成。參考圖2可知， 電流比較電路的左半部分將電流轉化為電壓， 而A1比較兩者電壓差給出判斷電壓Vc。

圖2 比較器A1電路

因為M1， M2和M3均工作在飽和區， 有

Is= N2 × Is2= N2 × I1 = N2 × IR 1。

VA= VDD- V sg1- IR1 ×R1;

VB= VDD- V sg2- IR2 ×R2

由此可得：

為了簡便計算， 設當Vd= 0時， 公式（ 1）中前一個括號和后一個括號分別為零， 那么整理后得到，代入輸出電流Io和基準電流Ir后得到：

當Io= 100mA 時， V d= 0， 比較器A1翻轉， LDO關閉。設定N1= 200， N2= 4， M = 4， Ir= 10uA， 得到M 1和M2的寬長比之比和R1與R2 的電阻之比。

那么利用PMOS 的飽和區電流公式可得M1 與M2的具體尺寸。為使此時電壓比較器A1性能更佳，設定VB 為VDD的一半， 可求出R2阻值， 再根據公式（ 2）得到的電阻比例， 便可得到R1阻值。

另外， 為使限流電路能應用在較復雜的電源條件下， 當電荷泵充當電源時， 該電路設計一方面提高A1的PSRR， 另一方面如上所述， 利用M1、M2 管和電阻R1、R2， 降低電源VDD 的抖動對A1 輸入端的影響。

在輸出端加入退耦電容Cde， 以防止高頻干擾產生誤判斷。

為提高PSRR 參數， A1選擇跨導放大電路， 并且增大PMOS的溝道長度。同時為抑制噪聲干擾，在尾電流一定的條件下， 增大輸入差分對的寬長比。

利用Hspice仿真得到比較器A 1的幅頻曲線和PSRR， 如圖3所示。

圖3 比較器A1的幅頻曲線和PSRR曲線

由此可知， 這種比較器低頻增益為60db， PSRR約為160db， 當頻率為1M時增益大于40db， 而PSRR大于80db， 所以比較器能夠滿足限流性能要求。

2. 3 基準源

基準源電路采用 倍乘基準自偏置電路。

圖4中NMOS采用共源共柵結構， 用以降低電源波動對基準電流的影響。

圖4 基準源電路。

由圖可推得基準電流：

因為溝道調制效應對長溝道器件影響比對短溝道器件影響小， 因而在設計基準源及其相關電流鏡時， MOS管的溝道長度為最小尺寸的15倍。同時利用dummy管和差指MOS 管等版圖技術， 來進一步保證鏡像過程中的電流匹配。

3 性能參數和結果

將以上設計的限流電路嵌入某穩壓芯片（內含電荷泵電路） 中， 實現流片量產（ CMOS 工藝）。當VDD = 3V時， 通過測量量產芯片得到輸出電流極限數據。統計如圖5所示， 可知當輸出電流處于100~120mA 范圍內時， 限流電路開始工作， 關閉系統即保護LDO 安全。由此可見， 本設計電路結構簡單，功能可靠， 可廣泛應用于電源芯片中。