??? 　同步整流工作原理：

　　從同步整流原理圖中可以看出，整流管VT3和續(xù)流管VT2的驅(qū)動(dòng)電壓從變壓器的副邊繞組取出，加在MOS管的柵G和漏D之間，如果在獨(dú)立的電路中MOS管這樣應(yīng)用不能完全開通，損耗很大，但用在同步整流時(shí)是可行的簡(jiǎn)化方案。由于這兩個(gè)管子開關(guān)狀態(tài)互瑣，一個(gè)管子開，另一個(gè)管子關(guān)，所以我們只簡(jiǎn)要分析電感電流連續(xù)時(shí)的開通情況，我們知道MOS管具有體內(nèi)寄生的反并聯(lián)二極管，這樣電感電流連續(xù)應(yīng)用時(shí)，MOS管在真正開通之前并聯(lián)的二極管已經(jīng)開通，把源S和漏D相對(duì)柵的電平保持一致，加在GD之間的電壓等同于加在GS之間的電壓，這樣變壓器副邊繞組同銘端為正時(shí)，整流管VT3的柵漏電壓為正，整流管零壓開通，當(dāng)變壓器副邊繞組為負(fù)時(shí)，續(xù)流管VT2開通，濾波電感續(xù)流。柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。

　　同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET，來取代整流二極管以降低整流損耗的一項(xiàng)新技術(shù)。它能大大提高DC/DC變換器的效率并且不存在由肖特基勢(shì)壘電壓而造成的死區(qū)電壓。

　　同步整流的基本電路結(jié)構(gòu)：

　　功率MOSFET屬于電壓控制型器件，它在導(dǎo)通時(shí)的伏安特性呈線性關(guān)系。用功率MOSFET做整流器時(shí)，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。

　　為什么要應(yīng)用同步整流技術(shù)：

　　電子技術(shù)的發(fā)展，使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工作有利于降低電路的整體功率消耗，但也給電源設(shè)計(jì)提出了新的難題。

　　開關(guān)電源的損耗主要由3部分組成：功率開關(guān)管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出。快恢復(fù)二極管（FRD）或超快恢復(fù)二極管（SRD）可達(dá)1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會(huì)產(chǎn)生大約0.6V的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗增大，電源效率降低。

　　比如有些CPU用3.3V甚至1.8V或1.5V的供電電壓，所消耗的電流可達(dá)幾十安培。此時(shí)超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50%。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會(huì)達(dá)到（18%～40%）PO，占電源總損耗的60%以上。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實(shí)現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體積的需要，成為制約DC/DC變換器提高效率的瓶頸。

　　同步整流比之于傳統(tǒng)的肖特基整流技術(shù)可以這樣理解：

　　這兩種整流管都可以看成一扇電流通過的門，電流只有通過了這扇門才能供負(fù)載使用。

　　傳統(tǒng)的整流技術(shù)類似于一扇必須要通過有人大力推才能推開的門，故電流通過這扇門時(shí)每次都要巨大努力，出了一身汗，損耗自然也就不少了。

　　而同步整流技術(shù)有點(diǎn)類似我們通過的較高檔場(chǎng)所的感應(yīng)門了：它看起來是關(guān)著的，但你走到它跟前需要通過的時(shí)候，它就自己開了，根本不用你自己費(fèi)大力去推，所以自然就沒有什么損耗了。

　　通過上面這個(gè)類比，我們可以知道，同步整流技術(shù)就是大大減少了開關(guān)電源輸出端的整流損耗，從而提高轉(zhuǎn)換效率，降低電源本身發(fā)熱。

　　能量再生與同步整流：

　　在開關(guān)管V導(dǎo)通時(shí)，變壓器接收的電能除了磁化電流外都將傳送到輸出端。而管V關(guān)躍的反激作用期間，導(dǎo)向二極管D2用反偏置故不可能有鉗位作用或能量泄放的回路。磁化能量將會(huì)產(chǎn)生較大的反壓加在開關(guān)管的集一射極之間。為了防止高反壓的產(chǎn)生，設(shè)置了“能量再生繞組”P2，由繞組P2經(jīng)過二極管D1，使存儲(chǔ)的能量反饋回直流電源Ui中。只要滿足Wp1=Wp2的關(guān)系，D1流過電流時(shí)Up2=Ui，則開關(guān)管V上承受的集一射極電壓為2Ui。

　　為了避免在P1和P2繞組之間存在的漏電感過大，和因此而在開關(guān)管集電極上產(chǎn)生過高的電壓，一般采用初級(jí)繞組P1與能量再生繞組P2雙線并繞的方法。在這種配置中，二極管D1接在能量再生繞組如圖所示的位置是非常重要的。原因是雙線并繞引起的內(nèi)部雜散電容Cc是在開關(guān)管V的集電極與繞組P2和D1連接點(diǎn)之間的寄生電容。按照?qǐng)D中的接法是有優(yōu)點(diǎn)的，如在開關(guān)管V導(dǎo)通時(shí)，由于二極管D1，反向而隔開了集電極，沒有任何的電流在V瞬時(shí)導(dǎo)通時(shí)流進(jìn)電容Cc中（注意，繞組P1和P2的非同銘端同時(shí)變負(fù)，而且Cc的兩端電壓不會(huì)改變）。但是在反激期間，Cc提供開關(guān)管V的鉗位作用，任何過電壓的趨勢(shì)都會(huì)引起Cc流過電流，而且經(jīng)過D1，反饋到電源線上。如果寄生電容不夠大，只靠P1、P2繞組磁耦合，鉗位電壓超值時(shí)，常?？梢栽?位置加外接電容補(bǔ)充以改善它的鉗位作用。然而，如果電容值過大時(shí)，會(huì)使得輸出電壓線上有輸人電壓嘰紋波頻率調(diào)制的電壓分量，所以要小心地選用附加電容Cc的值。

　　在開關(guān)管V導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓Ui加在（Lp+LLT）上，由于D2反偏置阻止C2的充電，所以Uc2≈0。當(dāng)開關(guān)管V關(guān)斷時(shí)，由于反激作用，V的集電極電壓Uc快速上升，但由于碭此時(shí)受正偏壓而導(dǎo)通，使V電流被C2、R1分流，Uc電壓逐漸上升，即UD1電壓也是逐漸上升，而且鉗位在2Ui數(shù)值上。從而把Uc上升的尖峰電壓的頂部消去，如虛線所示的脈沖尖峰。

　　在一個(gè)周期剩下的時(shí)間里，隨著R1放電電流的減小，C2上的電壓降會(huì)返回到原來值。多余的反激電能，被消耗在R1上。此鉗位電壓是自跟蹤的，在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，因?yàn)镃2上的電壓會(huì)自動(dòng)地調(diào)整，直到所有多余的反激電能消耗在R1上。如果在所有其他情況下，都要維持某一恒定鉗位電壓時(shí)，則可以通過減小R1值或漏電感Lyp的值，來抑制鉗位電壓的升高趨勢(shì)。

　　不能把鉗位電壓設(shè)計(jì)得太低，因?yàn)榉醇み^沖電壓也有有用的一面。在反激作用時(shí)，它提供了一個(gè)附加強(qiáng)制電壓值來驅(qū)動(dòng)電能進(jìn)入到次級(jí)電感。使變壓器次級(jí)的反激電流迅速增加。提高了變壓器的傳輸效率，同時(shí)也減小了電阻R）上的損耗。這對(duì)于低壓大電流輸出是很有意義的。

　　半波，全波，及橋式整流電路的特點(diǎn)：

　　單相半波整流電路的特點(diǎn)如下：

　?。?） 電路簡(jiǎn)單，使用器件少。

　?。?）無濾波電路時(shí)，整流電壓的直流分量較小，Vo=0.45V2

　　（3）整流電壓的脈動(dòng)較大。

　?。?）變壓器的利用率低。

　　單相全波整流電路的特點(diǎn)如下：

　?。?）使用的整流器件較半波整流時(shí)多一倍。

　　（2）整流電壓脈動(dòng)較小，比半波整流小一半。無濾波電路時(shí)的輸出電壓Vo=0.9V2。

　?。?）變壓器的利用率比半波整流時(shí)高。

　?。?）變壓器二次繞組需中心抽頭。

　　（5）整流器件所承受的反向電壓較高。

　　單相橋式整流電路的特點(diǎn)如下：

　?。?）使用的整流器件較全波整流時(shí)多一倍。

　?。?）整流電壓脈動(dòng)與全波整流相同。

　　（3）每個(gè)器件所承受的反向電壓為電源電壓峰值，即 。

　?。?）變壓器利用率較全波整流電路高。