光伏逆變器拓撲結構及設計思路

　　1 引言

　　對于傳統電力電子裝置的設計，我們通常是通過每千瓦多少錢來衡量其性價比的。但是對于光伏逆變器的設計而言，對最大功率的追求僅僅是處于第二位的，歐洲效率的最大化才是最重要的。因為對于光伏逆變器而言，不僅最大輸出功率的增加可以轉化為經濟效益，歐洲效率的提高同樣可以，而且更加明顯[1]。歐洲效率的定義不同于我們通常所說的平均效率或者最高效率。它充分考慮了太陽光強度的變化，更加準確地描述了光伏逆變器的性能。歐洲效率是由不同負載情況下的效率按照不同比重累加得到的，其中半載的效率占其最大組成部分(見圖1)。

　　圖1 歐洲效率計算比重

　　因此為了提高光伏逆變器的歐洲效率，僅僅降低額定負載時的損耗是不夠的，必須同時提高不同負載情況下的效率。歐洲效率是一個新的參數，主要是針對光伏逆變器提出來的。由于太陽光在不同時間，強度是不一樣的，所以光伏逆變器其實并不會一直工作在額定功率下，更多的是工作在輕負載的時候。所以衡量光伏逆變器的效率，不能完全以額定功率下的效率來衡量。所以歐洲人就想出來了一個新的參數–歐洲效率來衡量。歐洲效率的計算方法如表1。

　　歐洲效率的改善所帶來的經濟效益也很容易通過計算得到。例如以一個額定功率3kw的光伏逆變器為例，根據現在市場上的成本估算，光伏發電每千瓦安裝成本大約需要4000歐元[2]，那也就意味著光伏逆變器每提高歐效1%就可以節省120歐元(光伏發電現在的成本大概在每千瓦4000歐元，或者說每瓦4歐元，包括太陽能電池和光伏逆變器，對于一個3kw的發電裝置，如果逆變器效率提高了1%，也就是說多發了30w，那么成本就可以節省4×30=120歐元)。提高光伏逆變器的歐洲效率帶來的經濟效益是顯而易見的，“不惜成本”追求更高的歐效也成為現在光伏逆變器發展的趨勢。

　　2 功率器件的選型

　　在通用逆變器的設計中，綜合考慮性價比因素，igbt是最多被使用的器件。因為igbt導通壓降的非線性特性使得igbt的導通壓降并不會隨著電流的增加而顯著增加。從而保證了逆變器在最大負載情況下，仍然可以保持較低的損耗和較高的效率。但是對于光伏逆變器而言，igbt的這個特性反而成為了缺點。因為歐洲效率主要和逆變器不同輕載情況下效率的有關。在輕載時，igbt的導通壓降并不會顯著下降，這反而降低了逆變器的歐洲效率。相反，mosfet的導通壓降是線性的，在輕載情況下具有更低的導通壓降，而且考慮到它非常卓越的動態特性和高頻工作能力，mosfet成為了光伏逆變器的首選。另外考慮到提高歐效后的巨大經濟回報，最新的比較昂貴的器件，如sic二極管，也正在越來越多的被應用在光伏逆變器的設計中，sic肖特基二極管可以顯著降低開關管的導通損耗，降低電磁干擾。

　　3 光伏逆變器的設計目標

　　對于無變壓器式光伏逆變器，它的主要設計目標為：

　　(1) 對太陽能電池輸入電壓進行最大功率點跟蹤，從而得到最大的輸入功率;

　　(2) 追求光伏逆變器最大歐效;

　　(3) 低的電磁干擾。

　　為了得到最大輸入功率，電路必須具備根據不同太陽光條件自動調節輸入電壓的功能，最大功率點一般在開環電壓的70%左右，當然這和具體使用的光伏電池的特性也有關。典型的電路是通過一個boost電路來實現。然后再通過逆變器把直流電逆變為可并網的正弦交流電。

　　4 單相無變壓器式光伏逆變器拓撲介紹

　　拓撲結構的選擇和光伏逆變器額定輸出功率有關。對于4kw以下的光伏逆變器，通常選用直流母線不超過500v，單相輸出的拓撲結構。

　　這個功能(見圖2)可以通過以下的原理圖實現(見圖3)。

　　圖2 單相無變壓器式光伏逆變器功能圖

　　圖3 單相無變壓器式光伏逆變器原理圖

　　boost電路通過對輸入電壓的調整實現最大功率點跟蹤。h橋逆變器把直流電逆變為正弦交流電注入電網。上半橋的igbt作為極性控制器，工作在50hz，從而降低總損耗和逆變器的輸出電磁干擾。下半橋的igbt或者mosfet進行pwm高頻切換，為了盡量減小boost電感和輸出濾波器的大小，切換頻率要求盡量高一些，如16khz。

　　4.1 單相無變壓器式光伏逆變器的優點

　　我們推薦使用功率模塊來設計光伏逆變器，因為把圖3拓撲結構上的所有器件集成到一個模塊里面可以提供以下優點：

　　(1) 安裝簡單，可靠;

　　(2) 研發設計周期短，可以更快地把產品推向市場;

　　(3) 更好的電氣性能。

　　4.2 對于模塊設計，必需要達到的指標

　　而對于模塊的設計，我們必須保證：

　　(1) 直流母線環路低電感設計

　　為了實現這個目標，我們必須同時降低模塊內部和外部的寄生電感。為了降低模塊內部的寄生電感，必須優化模塊內部的綁定線，管腳布置以及內部走線。為了降低模塊外部寄生電感，我們必須保證在滿足安全間距的前提下，boost電路和逆變橋電路的直流母線正負兩端盡量靠近。

　　(2) 給快速開關管配置專有的驅動管腳

　　開關管在開關過程中，綁定線的寄生電感會造成驅動電壓的降低。從而導致開關損耗的增加，甚至開關波形的震蕩。在模塊內部，通過給每個開關管配置專有的驅動管腳(直接從芯片上引出)，這樣就可以保證在驅動環路中不會有大電流流過，從而保證驅動回路的穩定可靠。這種解決方案目前只有功率模塊可以實現，單管igbt還做不到。

　　圖4顯示了vincotech公司最新推出的光伏逆變器專用模塊flowsol-bi(p896-e01)，它集成了上面所說的優點。

　　圖4 flowsol-bi boost電路和全橋逆變電路

　　4.3 技術參數

　　(1) boost電路由mosfet(600v/45mω)和sic二極管組成;

　　(2) 旁路二極管主要是當輸入超過額定負載時，旁路boost電路，從而改善逆變器整體效率;

　　(3) h橋電路上半橋由75a/600v igbt和sic二極管組成，下半橋由mosfet(600v/45mω)組成;

　　(4) 集成了溫度檢測電阻。

　　5 單相無變壓器光伏逆變器專用模塊flowsol0-bi的效率計算

　　這里我們主要考慮功率半導體的損耗，其他的無源器件，如boost電感，輸出濾波電感的損耗不計算在內。

　　基于這個電路的相關參數，仿真結果如下：

　　條件

　　●pin=2kw;

　　●fpwm = 16khz;

　　●vpv-nominal = 300v;

　　●vdc = 400v。

　　根據圖5、6的仿真結果可以看到，模塊的效率幾乎不隨負載的降低而下降。模塊總的歐洲效率(boost+inverter)可以達到98.8%。即使加上無源器件的損耗，總的光伏逆變器的效率仍然可以達到98%。圖6虛線顯示了使用常規功率器件，逆變器的效率變化?？梢悦黠@看到，在低負載時，逆變器效率下降很快。

　　圖5 boost電路效率仿真結果 ee=99.6%

　　圖6 flowsol-bi逆變電路效率仿真結果-ee=99.2%標準igbt全橋-ee=97.2% (虛線)

　　6 三相無變壓器光伏逆變器拓撲結構介紹

　　大功率光伏逆變器需要使用更多的光伏電池組和三相逆變輸出(見圖7)，最大直流母線電壓會達到1000v。

　　圖7 三相無變壓器式光伏逆變器功能圖

　　這里標準的應用是使用三相全橋電路?？紤]到直流母線電壓會達到1000v，那開關器件就必須使用1200v的。而我們知道，1200v功率器件的開關速度會比600v器件慢很多，這就會增加損耗，影響效率。對于這種應用，一個比較好的替代方案是使用中心點箝位(npc=neutral point clamped)的拓撲結構(見圖8)。這樣就可以使用600v的器件取代1200v的器件。

　　圖8 三相無變壓器npc光伏逆變器原理圖

　　為了盡量降低回路中的寄生電感，最好是把對稱的雙boost電路和npc逆變橋各自集成在一個模塊里。

　　(1) 雙boost模塊技術參數(見圖9)

　　圖9 flowsol-npb—對稱雙boost電路

　　●雙boost電路都是由mosfet(600v/45 mω)和sic二極管組成;

　　●旁路二極管主要是當輸入超過額定負載時，旁路boost電路，從而改善逆變器整體效率;

　　●模塊內部集成溫度檢測電阻。

　　(2) npc逆變橋模塊的技術參數(見圖10)

　　圖10 flowsol-npi -npc逆變橋

　　●中間換向環節由75a/600v的igbt和快恢復二極管組成;

　　●上下高頻切換環節由mosfet(600v/45 mω)組成;

　　●中心點箝位二極管由sic二極管組成;

　　●模塊內部集成溫度檢測電阻。

　　對于這種拓撲結構，關于模塊的設計要求基本類似于前文提到的單相逆變模塊，唯一需要額外注意的是，無論是雙boost電路還是npc逆變橋，都必須保證dc+，dc-和中心點之間的低電感設計。

　　有了這兩個模塊，就很容易設計更高功率輸出光伏逆變器。例如使用兩個雙boost電路并聯和三相npc逆變橋就可以得到一個高效率的10kw的光伏逆變器。而且這兩個模塊的管腳設計充分考慮了并聯的需求，并聯使用非常方便。圖 11是雙boost模塊并聯和三相npc逆變輸出模塊布局圖。

　　圖11 雙boost模塊并聯和三相npc逆變輸出模塊布局圖

　　針對1000v直流母線電壓的光伏逆變器，npc拓撲結構逆變器是目前市場上效率最高的。圖12比較了npc模塊(mosfet+igbt)和使用1200v的igbt半橋模塊的效率。

　　圖12 npc逆變橋輸出效率(實線)和半橋逆變效率(虛線)比較

　　根據仿真結果，npc逆變器的歐效可以達到99.2%，而后者的效率只有96.4%。npc拓撲結構的優勢是顯而易見的。

　　7 下一代光伏逆變器拓撲的設計思路介紹

　　目前混合型h橋(mosfet+igbt)拓撲已經取得了較高的效率等級。而下一代的光伏逆變器，將會把主要精力集中在以下性能的改善：

　　(1) 效率的進一步提高;

　　(2) 無功功率補償;

　　(3) 高效的雙向變換模式。

　　7.1 單相光伏逆變器拓撲結構

　　對于單相光伏逆變器，首先討論如何進一步提高混合型h橋拓撲的效率(見圖13)。

　　在圖13中，上橋臂igbt的開關頻率一般設定為電網頻率(例如50hz)，而下橋臂的mosfet則工作在較高的開關頻率下，例如16khz，來實現輸出正弦波。仿真顯示，這種逆變器拓撲在2kw額定功率輸出時，效率可以達到99.2%。由于mosfet內置二極管的速度較慢，因此mosfet不能被用在上橋臂。

　　圖13 光伏逆變器的發展-混合型

　　由于上橋臂的igbt工作在50hz的開關頻率下，實際上并不需要對該支路進行濾波。因此對電路拓撲進行優化，可以得到圖14所示的發射極開路型拓撲。這種拓撲的優點是只有有高頻電流經過的支路才有濾波電感，從而減小了輸出濾波電路的損耗。

　　圖14 改進的無變壓器上橋臂發射極開路型拓撲

　　目前vincotech公司已經有標準的發射極開路型igbt模塊產品，型號是flowsol0-bi open e (p896-e02)，如圖15所示。

　　圖15 flowsol0-bi-open e (p896-e02)

　　技術參數：

　　(1) 升壓電路采用mosfet(600v/45mω)和sic二極管組成;

　　(2) 旁路二極管主要是當輸入超過額定負載時，旁路boost電路，從而改善逆變器整體效率;

　　(3) h橋的上橋臂采用igbt(600v/75a)和sic二極管，下橋臂采用mosfet(600v/45 mω);

　　(4) 模塊內部集成溫度檢測電阻。

　　下面再來分析一下圖14所示的發射極開路型拓撲。當下橋臂的mosfet工作時，與上橋臂igbt反并聯的二極管卻由于濾波電感的作用沒有工作，這樣就可以在上橋臂也使用mosfet，在輕載時提高逆變器的效率。仿真結果顯示，在2kw額定功率輸出時，這種光伏逆變器的歐效可以提高0.2%，從而使效率達到99.4%。在實際的應用場合中，這種拓撲對效率的提高會更多，因為仿真結果是在假定芯片結溫125℃的情況下得到的，但由于mosfet體積較大，且光伏逆變器經常工作在輕載情況下，mosfet芯片結溫遠遠低于125℃，因此實際工作時mosfet的導通阻抗rds-on將比仿真時的數值要低，損耗相應也會更小。

　　如何解決無功功率的問題呢?這種電路拓撲處理無功功率的唯一方法就是使用fred-fet，但這些器件的導通阻抗rds-on通常都很高。另一個缺點是其反向恢復特性較差，影響無功補償和雙向變換時的性能。但是在某些特殊應用中，如果必須通過無功功率來測量線路阻抗或者保護某些元器件，那么圖16所示拓撲將可以滿足以上要求。

　　圖16所示拓撲結構允許純無功負載，能夠提高對電網的無功補償，也能滿足雙向功率流動，例如實現高效電池充電。如果應用sic肖特基二極管，這種電路拓撲將可以達到更高的效率等級。表2是2kw額定功率下不同拓撲結構的歐洲效率