1 引言

超聲波裝置由超聲波逆變電源和換能器組成。近年來，由于新型稀土功能材料的開發(fā)和研制成功，使制造大功率超聲波換能器成為可能，但與之配套的高頻正弦逆變電源產(chǎn)品尚為少見。目前，市場上的大功率正弦逆變電源均為采用IGBT制成的中低頻產(chǎn)品，而高頻逆變電源大多數(shù)是方波電源或占空比可調(diào)的脈沖逆變電源。因此，高頻大功率正弦逆變電源已成為超聲波應(yīng)用的瓶頸，使得對該電源的研制已成為急待解決的問題。這里，應(yīng)用混合脈寬調(diào)制(Hybrid Pulse Width Modulation，HPWM)控制技術(shù)，采用MOSFET并聯(lián)運行方式，應(yīng)用單片機組成智能控制系統(tǒng)，對高性能、大功率正弦超聲波逆變電源的研制進行了研究。??

2 系統(tǒng)構(gòu)成

用于高性能、大功率正弦超聲波的逆變電源，其頻率為25kHz，功率為4．5kW。電壓要求在0～200V之間可調(diào)，頻率要求在10～25kHz之間可調(diào)。

2.1 方案的設(shè)計

圖1示出該逆變電源的系統(tǒng)硬件構(gòu)成框圖。它由AC／DC和DC／AC兩大部分組成。包含有交-直-交主電路、驅(qū)動電路、單片機控制系統(tǒng)、低通濾波器、顯示及保護等主要環(huán)節(jié)。



主電路由220V市電直接供電。單相交流電壓經(jīng)晶閘管恒流恒壓控制模塊將交流轉(zhuǎn)換為直流，為逆變器提供恒定的直流電壓。

為了使逆變能得到性能和波形比較好的正弦輸出，需要有較大的載波比。由于其載波信號將達400～600kHz，因此只能選用MOSFET作為開關(guān)器件。但是，MOSFET的輸出功率較小，為了增大輸出功率，可采用MOSFET并聯(lián)運行的方式來解決高頻與大功率間的矛盾。

逆變部分采用頻率恒定的三角載波信號與輸入的正弦波進行異步調(diào)制。控制方式采用HPWM技術(shù)．將直流電壓逆變成一系列等幅的脈沖信號。其脈沖信號的幅度和脈寬始終與調(diào)制正弦波成正比。這些脈沖信號經(jīng)低通濾波器將高頻載波信號濾除后．即可得到與調(diào)制波同頻的正弦波輸出。因此只要改變輸入的調(diào)制波，就可容易地實現(xiàn)幅度可調(diào)的變頻正弦波輸出。??

2.2 單片機控制系統(tǒng)

該電源采用專為控制逆變器設(shè)計的80C196MC單片機作為逆變的控制核心。80C196MC單片機內(nèi)部的波形發(fā)生器WFG，占用CPU時間非常短．可由P6口直接輸出4路PWM信號用于逆變器的驅(qū)動。由80C196MC和EPROM2764構(gòu)成最小微機系統(tǒng)．將完成超聲波頻率和電壓大小的給定．以及載波頻率的設(shè)定，并模擬輸出單極性正弦波恒幅脈寬調(diào)制HPWM信號。可實現(xiàn)電壓幅度和頻率的顯示．以及電源的保護控制。

2.3 逆變主電路及HPWM控制方式

在高頻下運行時，功率管的開關(guān)損耗極大．器件易于損壞，限制了功率的提高。該電源的關(guān)鍵技術(shù)難題是在高頻條件下，如何得到大功率的變頻正弦波輸出。即逆變器的難點是如何降低開關(guān)管的開關(guān)損耗，使du／dt及di／dt應(yīng)力大為下降，以實現(xiàn)高頻逆變。為了達到這些目的。逆變主電路采用了易于實現(xiàn)軟開關(guān)技術(shù)的單相全橋拓撲結(jié)構(gòu)．在控制方式中采用了HPWM控制方式。圖2示出逆變器的主電路拓撲。圖3示出4個開關(guān)管的驅(qū)動信號及逆變器的輸出信號。



HPWM控制方式的實質(zhì)仍屬于單極性SPWM控制方式。逆變橋輸出端得到的是三態(tài)輸出電壓波、形。在輸出電壓的正半周，正弦調(diào)制波與三角載波交／截產(chǎn)生的脈沖信號控制VS1和VS3橋臂高頻互補通斷；控制VS2和VS4橋臂低頻互補通斷，即VS2關(guān)斷，VS4導(dǎo)通。在輸出電壓的負半周，兩橋臂的工作狀態(tài)互換。VS1一直關(guān)斷，VS3一直導(dǎo)通，VS2和VS4高頻調(diào)制工作。HPWM控制方式中總有兩個功率管工作在低頻情況下，在總體上減少了開關(guān)損耗，這對于在高頻下提高功率是極為有利的。與一般的SPWM控制方式相比。HPWM方式下兩個橋臂交替工作于低頻和高頻狀態(tài)，使兩個橋臂工作對稱，功率管工作狀態(tài)均衡，這將延長功率管的使用壽命，使整個電路的可靠性增加，具有電壓利用率高，諧波含量小，開關(guān)損耗低的優(yōu)點。由于每個開關(guān)管都并聯(lián)了電容，在濾波電感參數(shù)選擇適當?shù)那闆r下，電路很容易實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓通斷(ZVS)，使du／dt及di／dt應(yīng)力大為下降，完全可以實現(xiàn)高頻大功率逆變。



2.4 驅(qū)動電路

開關(guān)管的驅(qū)動電路可采用最新的LM5111驅(qū)動器。它采用SOIC-8腳封裝，并為輸入和輸出級提供獨立的接地及參考電壓管腳，以便支持采用分開供電設(shè)計的門極驅(qū)動配置。LM5111芯片的峰值輸出電流高達5A，LM5111的兩條5A電流驅(qū)動通道可各自獨立，也可并行連接，將峰值輸出驅(qū)動電流提高至10A，以便能以極高的效率驅(qū)動極大的功率MOSFET。 LM5111的工作頻率高達1MHz，其開通、關(guān)斷延遲小，分別為12ns和14ns。完全能滿足該電源的要求。

3 軟件實現(xiàn)

3.1 主程序

圖4示出主程序流程圖。它包含初始化子程序、HPWM信號產(chǎn)生子程序、鍵盤掃描和顯示子程序。初始化子程序中，80C196MC對堆棧地址及載波頻率等參數(shù)進行初始化，并對單片機本身的各個I／O端口、中斷及波形發(fā)生器等設(shè)定工作方式?？赏ㄟ^鍵盤給定所需輸出的正弦波頻率，由顯示程序進行顯示。顯示子程序可對電壓信號進行定時采樣，A／D轉(zhuǎn)換后，動態(tài)、分時顯示正弦波的頻率和幅度值。



3.2 HPWM信號產(chǎn)生子程序

HPWM是由正弦調(diào)制波與等幅的三角載波相比較產(chǎn)生的。波形發(fā)生器在中心對準方式下，WG—COUNTER的計數(shù)過程形成了一個虛擬的三角波載波。正弦調(diào)制波可通過查表方法實現(xiàn)。由于輸出HPWM波具有對稱性，因此只需建立0°～180°的正弦函數(shù)表。為了達到足夠的分辨率，正弦函數(shù)表中每隔0．15°安排一個采樣點，每個數(shù)據(jù)具有15位二進制數(shù)值，占2個字節(jié)，輸出正弦波半個周期中共取1200項數(shù)據(jù)，存放在起始地址為SIGN的存儲區(qū)中。設(shè)載波頻率為fc，輸出頻率為fo，則每半個輸出正弦波周期中需要N=fc/fo個交點值，第i個交點所對應(yīng)的正弦調(diào)制波幅值可通過查表得到，其地址為SIGN+1200i／N。



將三角載波與交點處的正弦調(diào)制波幅值相比，以獲得逆變器的HPWM開關(guān)模式。每當三角波載波的頂峰(WG—COUNTER=WG—RELOAD)或谷底時，向單片機發(fā)出中斷請求，進行數(shù)據(jù)的裝載。如此進行，每半個周期交換兩相，得到混合單極性調(diào)制方式的HPWM波。圖5示出HPWM信號產(chǎn)生子程序流程圖。

4 實驗結(jié)果

采用上述主電路結(jié)構(gòu)、控制方式，研制了輸出頻率為25kHz；載波頻率為600kHz；輸出功率為4．5kW的原理樣機。圖6a，b示出感性半載和感性滿載時的濾波電感電流iL和輸出電壓uo實驗波形。由圖可知，在半載和滿載時，uo的變化較小，有較好的負載調(diào)整率。圖6c，d示出逆變橋同一個橋臂兩個功率管VS2和VS4的驅(qū)動電壓ugsVS2和ugsVS4及其放大了的ugsVS2和ugsVS4實驗波形。可見，考慮到死區(qū)，同一橋臂的兩個功率管是互補導(dǎo)通的。功率管的驅(qū)動電壓波形的上升和下降延遲時間都非常短，能夠滿足要求。



5 結(jié)論

采用單片機智能控制系統(tǒng)的大功率超聲波電源，可實現(xiàn)電源頻率和輸出電壓的人工設(shè)定。單片機模擬輸出的HPWM信號可簡化硬件電路，大大提高系統(tǒng)的功率因數(shù)和效率；同時運用了HPWM控制方式與ZVS諧振軟開關(guān)技術(shù)，降低了開關(guān)管的損耗，抑制了高次諧波，減小了換能器的損耗。實驗表明，所提出的電源性能優(yōu)良，調(diào)節(jié)方便，可靠性高?？蔀榇蠊β食暡〒Q能器在各個領(lǐng)域的應(yīng)用提供性能優(yōu)良的超聲波電源。