。

　　圖 1 顯示了反向轉換器功率級和一次側 MOSFET 電壓波形。該轉換器將能量存儲于一個變壓器主繞組電感中并在 MOSFET 關閉時將其釋放到次級繞組。由于變壓器的漏極電感會使漏電壓升至反射輸出電壓 (Vreset) 以上，因此 MOSFET 關閉時通常會需要一個緩沖器。存儲于漏極電感中的能量可使 MOSFET 產生雪崩現象，因此要添加一個由 D1、R24 和 C6 組成的鉗壓電路。該電路的鉗位電壓取決于漏電的能量大小以及電阻器的功率消耗。更小值的電阻雖然可以降低鉗位電壓，但會增加功率損耗。

　　圖1 FET 關斷時漏極電感形成過電壓

　　圖 2 顯示的是變壓器主繞組和次級繞組的電流波形。左側是 MOSFET 開啟時的簡化功率級。輸入電流通過漏極電感和互電感的串聯組合斜坡上升。右邊顯示的是關斷期間的一個簡化電路。此處，電壓已反向至輸出二極管和鉗位二極管正向偏置的點。我們展示了反射到變壓器一次側的輸出電容器和二極管。兩個電感為串聯，并在 Q1 關斷時初始傳輸相同的電流。這就是說關斷以后輸出二極管 D2 中并未立即出現電流，同時總變壓器電流在 D1 中流動。漏極電感的電壓是鉗位電壓和重位電壓之間的差，且往往會快速釋放漏電。如圖所示，經過簡單計算便可得到分流至緩沖器的能量大小。因此您可以通過縮短釋放漏極電感中能量的時間，來減少分流能量。提高鉗位電壓可以實現這一目標。

　　圖2 漏極電感竊取輸出能量

　　有趣的是，您可以在鉗位電壓和緩沖器功耗之間計算得到一個折中值。如圖 2 所示，進入鉗位電路的功率等于平均鉗位二極管電流乘以鉗位電壓(假設一個恒定鉗位電壓)。重排某些項后，我們可以得到 ? * F *L * I2，其與間斷反向轉換器輸出功率相關。這種情況下，電感為漏極電感。該表達式稍稍令人有些吃驚，因為其中的功率損耗不僅僅是存儲于漏極中的能量。它始終都較大，但卻依賴于鉗位電壓。圖 3 顯示了這種關系。該圖繪出了漏極電感能量損耗標準化損耗與鉗位電壓和重位電壓之比的對比關系。在鉗位電壓高值位置，緩沖器損耗接近漏極電感中的能量。由于減小電阻降低了鉗位電壓，因此能量從主輸出分流，同時緩沖器損耗急劇增加。在 1.5 Vclamp/Vreset 比時，其幾乎三倍于漏極電感存儲能量相關的損耗。

　　圖3 增加鉗位電壓可降低緩沖器損耗

　　碰巧的是，漏極電感通常為磁化電感的 1% 左右。這讓圖 3 看起來更為有趣，其向我們表明降低鉗位電壓會對效率產生的影響，所以只需縱軸變為效率損耗。因此，將鉗位比從 2 降到 1.5 會對效率產生 1% 的影響。

　　總之，反向轉換器的漏極電感可對電源開關產生不可接受的電壓應力。RCD 緩沖器可以控制這種應力。但是，可以在鉗位電壓和電路損耗之間有一種折中方法。