通常情況下，降壓穩壓器的設計針對的是連續模式工作，這就簡化了輸出電壓計算及系統設計。然而，如果系統非同步，而且要求在輕載條件下工作，情況就變得更復雜了。在這些條件下，降壓穩壓器可能轉而采用不連續模式工作。占空比從輸出電壓與輸入電壓之比（Vout/Vin）變為涉及電感值、輸入電壓、開關頻率及輸出電流的一項復雜函數。

　　本文中所重點探討問題的應對方案包括：

　　1. 增加升壓電容（Cboost）值，消除低壓放電事件。

　　2. 轉向使用對地參考的門驅動器的元器件。

　　3. 修改設計，使其同步工作。

　　4. 改變連接D1的參考電壓（提高電壓）。

　　5. 采用低泄漏肖特基二極管替代D1。

　　正常工作

　　圖1顯示了系統上電時降壓穩壓器之降壓控制器的浮動門驅動器輸出驅動器段。參考電壓Vref（此單獨電源用于提升能效）為NFET門驅動器供電，直至二極管電壓降低于參考電壓，使驅動器能夠完全工作。有足夠的電壓來驅動FET的門極（G），因為初始條件規定輸出為0V，因此FET（Q1）的源極（S）電壓也為0V。

　　圖1，電期間的降壓穩壓器。

　　反激

　　足夠的負載使系統在連續模式下能夠恰當工作。在由FET關閉導致反激事件期間（參見圖2），始終有電流通過外部FET或D2流至電感。反激事件在Q1的源極產生受D2壓降限制的電壓。將會有對地的負電壓。同樣，因為升壓電容（Cboost）的開關提升了門電壓，有足夠的電壓來驅動Q1；升壓電容向后為升壓（Boost）引腳提供高壓，并為Q1源極（S）提供了相應的負電壓。

　　圖2，反激條件。

　　過渡

　　在平均電流需求低于電流紋波一半等輕載條件期間，系統將進入不連續模式。這是由要驅動受二極管（D2）反向限制的輸出電流的條件導致的。輸出很可能過沖（原因是控制環路的響應時間較慢），并在過沖位置懸停（hang），且因較高電壓導致缺乏需求而錯過脈沖，這時的工作通常有點不可預測。

　　問題所在

　　但在我們審視的電路設置方面還有更多須顧慮的問題。在Q1關閉后，升壓電容（Cboost）開始通過升壓引腳放電（Iboost），為任何支撐電路提供電流，并通過D1提供漏電流（Ileakage），如圖3所示。Q1在不連續模式下延長的關閉時間開始為升壓電容中積累的電荷放電，并在允許電荷下降得足夠多的情況下，使其下降到臨界水平。一旦超過臨界水平，就會使Q1 FET不能導通（可能因元件而異，但通常是升壓電容電壓約為3V）。FET的源極大致維持在其穩壓電壓（圖3中為8V，取決于輸出負載及輸出電容Cout值）。在輸出電容充足放電、為Q1源極提供相對于由經D1的升壓引腳電壓（6V-D1）足夠低的電壓之后，Q1才會導通。

　　圖3，升壓電容放電。

　　結論

　　設計人員應當在所有負載條件下，對開關電源設計進行審慎評估。考慮的因素包括過溫。高溫將產生漏電流更大的環境。流入升壓引腳的電流溫度系數未知，因此，設計人員也需要檢查低溫條件。還應當在最壞情況評估仿真過程中使用此結果，完成系統評估，確定最小電容值。細致的設計也能夠為計算增添工程緩沖。