對于探討反激電源以及變壓器這個話題，我猶豫了很久。因為關于反激的話題大家討論了很多很多，這個話題已經被討論的非常透徹了。關于反激電源的參數設計也有多篇文章總結。還有熱心的網友，根據計算過程，自己編寫了軟件或電子表格把計算做的傻瓜化。但我也注意到，幾乎每天都會出現關于反激設計過程出現問題而求助的帖子，所以，思量再三，我決定還是再一次提出這個話題!我不知道我是否能寫出一些有新意的東西，但我會盡力去寫好。不期望能入高手的法眼，但愿能給入門者一些幫助。

　　縱觀電源市場，沒有哪一個拓撲能像反激電路那么普及，可見反激電源在電源設計中具有不可替代的地位。說句不算夸張的話，把反激電源設計徹底搞透了，哪怕其他的拓撲一點不懂，在職場上找個月薪10K的工作也不是什么難事。

　　提綱

　　1、反激電路是由buck-boost拓撲演變而來，先分析一下buck-boost電路的工作過程。

　　工作時序說明：

　　t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下線性上升。

　　t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

　　t2時刻，Q1開通，開始一個新的周期。

　　從上面的波形圖中，我們可以看到，在整個工作周期中，電感L1的電流都沒有到零。所以，這個工作模式是電流連續的CCM模式，又叫做能量不完全轉移模式。因為電感中的儲能沒有完全釋放。

　　從工作過程我們也可以知道，這個拓撲能量傳遞的方式是，在MOS管開通時，向電感中儲存能量，MOS管關斷時，電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負載傳遞能量。整個能量傳遞過程是先儲存再釋放的過程。整個電路的輸出能力，取決于電感的儲存能力。我們還要注意到，根據電流流動的方向，可以判斷出，在輸入輸出共地的情況下，輸出的電壓是負電壓。

　　MOS管開通時，電感L1承受的是輸入電壓，MOS關斷時，電感L1承受的是輸出電壓。那么，在穩態時，電路要保證電感不進入飽和，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：

　　Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整個工作周期為T，占空比為D，那么就是：Vin×D=Vout×(1-D)

　　那么輸出電壓和占空比的關系就是：Vout=Vin×D/(1-D)

　　同時，我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應力，都是Vin+Vout

　　另外，因為是CCM模式，所以從電流波形上可以看出來，二極管存在反向恢復問題。MOS開通時有電流尖峰。

　　上面的工作模式是電流連續的CCM模式。在原圖的基礎上，把電感量降低為80uH，其他參數不變，仿真看穩態的波形如下：

　　t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下從0開始線性上升。

　　t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

　　t2時刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結電容和電感開始發生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現周期性的振蕩。

　　t3時刻，Q1再次開通，進入一個新的周期。

　　在這個工作模式中，因為電感電流會到零，所以是電流不連續的DCM模式。有叫做能量完全轉移模式，因為電感中儲存的能量完全轉移到了輸出端。而二極管因為也工作在DCM狀態，所以沒有反向恢復的問題。 但是我們應該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。

　　需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：

　　Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)

　　只是個波形的正反問題。就好象示波器的探頭和夾子如果反過來，那么波形就倒過來。

　　你注意看圖的右邊，看波形具體的定義是什么。有的波形是兩個點相減出來的。

　　看波形圖也要配合這原理圖來看的。

　　當MOS開通的時候，二極管D1承受著反壓，是一個負的電壓。MOS關斷的時候，二極管導通，正向壓降很低二極管的反向恢復，和其工作時PN結的載流子的運動有關系。DCM時，因為二極管已經沒有電流流過了，內部載流子已經完成了復合過程。所以不存在反向回復問題。會有一點點反向電流，不過那是結電容造成的。

　　在CCM和DCM模式有個過渡的狀態，叫CRM，就是臨界模式。這個模式就是電感電流剛好降到零的時候，MOS開通。這個方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。CCM在輕載的時候，會進入DCM模式的。CRM模式可以避免二極管的反向恢復問題。同時也能避免深度DCM時，電流峰值很大的缺點。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。

　　我還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會和MOS的結電容諧振，給MOS結電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當MOS結電容放電到最低點的時候，MOS開通進入下一個周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現在都有豐富的控制IC可以提供用來設計。

　　2、那么我們常說，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來，究竟是如何從buck-boost拓撲演變出反激flyback拓撲的呢?請看下面的圖：

　　這是基本的buck-boost拓撲結構。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來。變成如下的電路結構。這個電路和上面的電路是完全等效的。

　　接下來，我們把這個電路，從A、B兩點斷開，然后在斷開的地方接入一個變壓器，得到下圖：

　　為什么變壓器要接在這個地方?因為buck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會導致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級和基本拓撲中的電感是并聯關系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個電感合二為一。另外，把變壓器次級輸出調整一下，以適應閱讀習慣。得到下圖：

　　這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過程是先儲存能量后釋放，而不是僅僅擔負傳遞能量的角色。故而這個變壓器的本質是個耦合電感。采用這個耦合電感來傳遞能量，不僅可以實現輸入與輸出的隔離，同時也實現了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來調節電壓。

　　由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實際線路中也會存在雜散電感。當MOS關斷時，漏感和雜散電感中的能量會在MOS的漏極產生很高的電壓尖峰，從而會導致器件的損壞。故而，我們必須對漏感能量進行處理，最常見的就是增加一個RCD吸收電路。用C來暫存漏感能量，用R來耗散之。

　　下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過程。在使用耦合電感仿真的時候，我們需要知道saber中，耦合電感怎么用。簡單的辦法，就是選擇一個理想的線性變壓器，然后設置其電感量來仿真。還有一個辦法，就是利用耦合電感K這個模型來仿真。下圖是我們用來仿真的電路圖，為了讓大家能看到元件參數的設置，我把所有元件的關鍵參數都顯示出來了。還有，因為仿真的需要，我把輸入和輸出共地，實際電路當然是隔離的。

　　細心的朋友可能會注意到，變壓器的初級電感量是202uH，參與耦合的卻只有200uH，那么有2uH是漏感。次級是50uH，沒有漏感。變壓器的電感比是200：50，那么意味著變壓器的匝比NP/NS=2：1設定瞬態掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩態時的波形吧：

　　下面先簡單敘述其工作原理：

　　t0時刻，MOS開通。變壓器初級電流在輸入電壓的作用下，線性上升，上升速率為Vin/l1。變壓器初級電壓感應到次級，整流二極管反向截止。二極管承受反壓為Vin/(NP/NS)+Vout。

　　t1時刻，MOS關斷。 變壓器初級電流被強制關斷。我們知道電感電流是不能突變的，而現在MOS要強制關斷初級電流，那么初級電感就會在MOS關斷過程中，在初級側產生一個感應電動勢。根據電磁感應定律，我們知道，這個感應電動勢在原理圖中是下正上負的。這個感應電動勢通過變壓器的繞組耦合到次級，由于次級的同名端和初級是反的。所以次級的感應電動勢是上正下負。當次級的感應電動勢達到輸出電壓時，次級整流二極管導通。初級電感在MOS開通時儲存的能量，通過磁芯耦合到次級電感，然后通過次級線圈釋放到次級輸出電容中。在向輸出電容中轉移能量的過程中，由于次級輸出電容容量很大，電壓基本不變，所以次級電壓被箝位在輸出電壓Vout，那么因為磁芯繞組電壓是按匝數的比例關系，所以此時初級側的電壓也被箝位在Vout/(NS/NP)，這里為了簡化分析，我們忽略了二極管的正向導通壓降。

　　現在我們引入一個非常重要的概念，反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級繞組在向次級整流后的輸出電容轉移能量時，把次級輸出電壓按照初次級繞組的匝數比關系反射到初級側繞組的電壓，數值為:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二極管的正向導通壓降。在本例中，Vout約為20V，Vd約為1V，NP/NS=2，那么反射電壓約為42V。從波形圖上可以證實這一點。那么我們從原理圖上可以知道，此時MOS的承受的電壓為Vin+Vf。

　　也有朋友注意到了，在MOS關斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過Vin+Vf!這是怎么回事呢?這是因為，我們的這個例子中，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產生感應電動勢，這個感應電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。當然，這個R不僅消耗漏感能量。因為在MOS關斷時，所有繞組都共享磁芯中儲存的能量。其實，留意看看，初級配上RCD吸收電路，和次級整流濾波后帶一個電阻負載，電路結構完全是相同的。故而初級側這時候也像一個輸出繞組似的，只不過輸出的電壓是Vf，那么Vf也會在RCD吸收回路的R上產生功率。因此，初級側的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗過多的能量而降低效率。t3時刻，MOS再次開通，開始下一個周期。那么現在有一個問題。在一個工組周期中，我們看到，初級電感電流隨著MOS的關斷是被強制關斷的。在MOS關斷期間，初級電感電流為0，電流是不連續的。那么，是不是我們的這個電路是工作在DCM狀態的呢?

　　在flyback電路中，CCM和DCM的判斷，不是按照初級電流是否連續來判斷的。而是根據初、次級的電流合成來判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級電流同時為零的狀態，就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過渡模式。

　　所以根據這個我們從波形圖中可以看到，當MOS開通時，次級電流還沒有降到零。而MOS開通時，初級電流并不是從零開始上升，故而，這個例子中的電路是工作在CCM模式的。我們說過，CCM模式是能量不完全轉移的。也就是說，儲存在磁芯中的能量是沒有完全釋放的。但進入穩態后，每周期MOS開通時新增儲存能量是完全釋放到次級的。否則磁芯會飽和的。

　　在上面的電路中，如果我們增大輸出負載的阻值，降低輸出電流，可以是電路工作模式進入到DCM狀態。為了使輸出電壓保持不變，MOS的驅動占空比要降低一點。其他參數保持不變。

　　同樣，設定瞬態掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩態時的波形吧：

　　t0時刻，MOS開通，初級電流線性上升。

　　t1時刻，MOS關斷，初級感應電動勢耦合到次級向輸出電容轉移能量。漏感在MOS上產生電壓尖峰。輸出電壓通過繞組耦合，按照匝比關系反射到初級。這些和CCM模式時是一樣的。這一狀態維持到t2時刻結束。

　　t2時刻，次級二極管電流，也就是次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經完全釋放了。那么因為二管電流降到了零，二極管也就自動截止了，次級相當于開路狀態，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發生諧振。諧振電流給MOS的結電容放電。Vds電壓開始下降，經過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。

　　t2到t3時刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲能電容來維持。

　　t3時刻，MOS再次開通，由于這之前磁芯能量已經完全釋放，電感電流為零。所以初級的電流是從零開始上升的。

　　從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區別：

　　1，變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

　　2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

　　3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個周期開通前，Vds會從Vin+Vf這個平臺降下來發生阻尼振蕩。

　　所以，只要有示波器，我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態。

　　另外，從DCM的工作波形上，我們也可以得到一些有意義的提示。

　　例如，假如我們控制使次級繞組電流降到零的瞬間，開通MOS進入下一個周期。這樣可以有效利用占空比，降低初級電流峰值和RMS值。

　　這種工作方式就是叫做CRM方式。可以用變頻帶電流過零檢測的IC來控制。例如L6561MC34262等。

　　還有一種方式，就是次級電流過零后，MOS結電容和初級電感諧振放電，我們假如讓MOS在Vds降到最低點的時候開通，那么可以有效降低容性開通造成的能量損失。這種就是前面提到過的QR準諧振模式。這樣的控制IC現在也有很多。