多年前，看到過一篇交流穩壓器的文章。圖（01）為該交流穩壓器簡化原理電路框圖。

圖（01）

圖（02）為該交流穩壓器主電路。

圖（02）

圖（03）描述了該交流穩壓器的工作波形。該篇文章還有兩幅圖，一幅描述了占空比與諧波含量之間的關系，另一幅是較完整的電原理圖，包括了各功率管驅動脈沖的產生以及驅動電路。因與本文無關，不再貼出。

圖（03）

該文章被多次引用，甚至有些論文直接就是簡單地copy電路。圖（04）就是一個例子。

圖（04）

圖（01）的簡化原理電路框圖包括了三角波發生器和狀態切換觸發電路，這些電路與工作原理無關。圖（02）的主電路又過于簡略，沒有把交流市電電路畫出來。所以，我把該交流穩壓器主電路重新畫了一遍，加上較詳細標注，如圖（05）。

圖（05）

圖（05）中，IN側是未穩的交流市電輸入側，L端為火線，N為零線；OUT側是穩定后接負載的輸出側，L`端為穩定后的火線，N端公用零線。A、B兩端接交流市電，可以接到IN側，也可以接到OUT側，在圖（01）中，是接到OUT側的。Tr為一工頻變壓器（通常M側匝數為N側匝數數倍，M側能夠承受交流市電電壓）。L1、L2和C是高頻（PWM頻率）低通濾波器。

圖（06）中A、B兩端的交流市電，經T5～T8橋式整流后P、Q兩端為“饅頭波”，如圖（05）中波形所示。在圖（01）和圖（02）中，原文曾說明Cd很小，并非工頻濾波用，所以圖（05）中予以忽略。

原文作者的意圖，假定IN側交流市電電壓低于額定值，例如只有200V有效值，在交流市電（IN側）的正半周（L為正而N為負）時，對T1和T4門極施加矩形波驅動（T2和T4在交流市電半個周期內保持關斷）。由于P、Q兩端為“饅頭波”，T1和T4門極的驅動脈沖在交流市電半個周期內是等寬的，參見圖（03）。那么在這半個周期內經T1和T4輸出的波形應該是一連串等寬脈沖，而P、Q之間“饅頭波”為這一連串脈沖的包絡線，見圖（03）左下角波形。再經L1、L2和C濾波施加在Tr的M側兩端的電壓也是個“饅頭波”，有“點”的一端相對于無“點”的一端為正，僅僅是和P、Q兩端電壓相比較降低了幅度（恰降低到P、Q間電壓乘以占空比那么大）。此電壓經Tr耦合到交流市電電路，使得OUT側L`與N之間電壓比L與N之間電壓更高（變壓器繞組N有“點”的一端相對于無“點”的一端為正），輸出電壓增加了。適當調整開關管驅動占空比，讓變壓器Tr的N側電壓為20V有效值，即可使OUT側電壓升高到額定值220V。

上面是對交流市電正半周期的粗略分析，在交流市電的負半周期，分析結果大致相同，只不過負半周期是T2和T3導通。

但是，如果IN側電壓高于額定值呢？例如L和N之間電壓達到了240V有效值？

當IN側電壓低于OUT側電壓，能量必須由變壓器Tr的M側傳輸到N側。當IN側電壓高于OUT側電壓，能量必須由變壓器Tr的N側傳輸到M側，才能夠使OUT側電壓低于IN側電壓。

適當地驅動T1～T4，可以使變壓器Tr的M側能量傳輸到P、Q線上。例如，在M無“點”的一端相對于有“點”的一端為正時，使T2和T3導通，就可以使P、Q之間電壓升高，能量從Tr的M側流入P、Q。

但是，T5～T8四個二極管構成的全橋整流電路，卻不允許能量從P、Q流向A、B——整流橋中電流絕對不能倒流。

由于整流橋T5～T8的存在，使得能量無法從變壓器TrN側流回交流市電。其結果是：該交流穩壓器只能升壓，不能降壓。

所以，該交流穩壓器只能在IN側電壓低于額定值時正常工作，將低于額定值的交流電壓升高，使OUT側電壓達到額定值。但不能在IN側電壓高于額定值時正常工作——能量不能流向交流市電，使OUT側電壓為額定值。但這不是交流穩壓器的正常工作范圍，交流穩壓器必須在交流市電電壓低于額定值和高于額定值時均可使輸出電壓接近額定值。