磁通不平衡是自激推挽式電路存在的一大缺點，主要是因為一個開關管導通的伏秒數略大于另一個，是磁芯略偏離平衡點而趨向飽和。飽和區的磁芯不能承受典雅，當相應的開關管再次導通時，開關管將承受很大的電壓和電流，導致開關管損壞。在推挽拓撲中使用MOSFET管，可以大大減少變壓器的磁通不平衡問題。首先，MOSFET管沒有存儲時間，在交替的半周期內，對于相等的柵極導通次數，漏極電壓導通次數總是相等。因此在交替的半周期中施加到變壓器上的伏秒數相等。第二，對于MOSFET管，Rds(on)的正溫度系數形成的負反饋阻止了磁通不平衡問題的產生。如果存在一定的不平衡磁通，磁芯就會沿著磁化曲線向上移動，從而產生了磁化電流。因此半周期內的總電流比另一個半周期內的總電流要大。但MOSFET管在更大的尖峰電流作用下，發熱會增加，它的Rds(on)增大，導通壓降也隨之增大。如果一個初級半繞組承受較大的電流，則其開關管管溫就會高一些，導通壓降增加，使繞組上的電壓下降，降低這一邊的伏秒數，磁芯又向磁化曲線的中心復位，恢復平衡。若在功率低于100W，且磁芯加氣隙的情況下使用MOSFET功率開關管，則一定不會出現磁通不平衡現象。為了增加電路的對稱性，設計時最好選擇雙MOSFET的芯片。

　　2.3 變壓器的設計

　　變壓器的設計是開關電源設計的重點和難點。為滿足開關電源提高效率、減小尺寸和重量的要求，需要一種高磁通密度、高頻低損耗的變壓器磁芯。本設計中選用TDK公司PC44材料的磁芯。按照輸出Vo1=10V，Io1=200mA，Vo2=-10v，Io2=100mA以及高頻變壓器的余量6%，則輸出功率Po=(10×0.2+10×0.1)×1.06=3.18W，根據繞線的要求，選擇了EPC13的磁芯，該磁芯的有效截面積Ae=12.5mm2。

　　2.3.1 變壓器線圈匝數的計算

　　初級繞組匝數可以由下式決定(假設Np1=Np2=Np)：

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　　式中，U為施加在繞阻上的電壓幅值U=15(V)，Np為繞組匝數;Ae為磁芯面積0.125(cm2);考慮到磁通飽和因素的影響，工作磁通密度B只取飽和磁通的0.6倍，即B=0.6×Bm ≈2000Gs;f工作頻率可由MOSFET的開啟時間和關斷時間求出，本文設計的開關電源的頻率為95kHz，根據以上參數可以計算出原線圈匝數：

　　Np1=Np2=16(匝)

　　輔助繞組Nb1、Nb2的計算：

　　計算功率開關變壓器兩個輔助繞組匝數時，應該考慮在輸入電壓最低時，輸出應大于MOSFET的開啟電壓;同時還要能夠保證在輸入直流電源電壓最高時，MOSFET的漏極峰值電流和電壓不能超過它的最大額定輸出電流和所能承受的最高漏一源擊穿電壓。為了減小兩個MOSFET在Ugs上的不一致所造成的影響，必須分別再串聯一個補償電阻Rb1和Rb2。為保證電路的對稱性Nb1=Nb2，這樣一來，功率開關變壓器基極繞組的匝數Nb1和Nb2可表示為：

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　　式中Ub1為柵極繞組上的感應電動勢，約等于啟動點的電壓，Dz取3V的穩壓二極管，可以計算出：

　　Nb1=Nb2≈5(匝)

　　次級匝數Ns1和Ns2可由下式確定：

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　　Vo為輸出電壓，Vmin為最小輸入電壓取14V，VD為整流二極管的導通壓降，取VD=1V，代入上式可得輸出為±10V時

　　Ns1=Ns2≈13 (匝)

　　經公式計算出的變壓器匝數只能作為參考值，必須經過反復實踐變壓器匝數才能確定，經過反復實驗，本設計的電源Np1=Np2=20(匝)，Nb1=Nb2=7(匝)，Ns1=Ns2=16(匝)時，電源效率較高，因此變壓器繞制時原線圈40匝中心抽頭，輔助繞組14匝中心抽頭，次級線圈32匝中心抽頭。

　　2.4 輸出整流濾波電路

　　本設計選用了全波整流電路，全波整流變壓器輸出功率的利用率為100%，輸出直流電壓中的紋波較低。選擇輸出整流二極管時不僅要考慮耐壓值要合適，還要滿足開關特性好、反向恢復時間短的快恢復二極管;電容的選取不僅參考其電容值，還要考慮其耐壓值要高。

　　3 電源工作狀態測試結果及結論

　　對所研制的電源進行了測試，兩開關管G和D端的波形分別如圖4.1和4.2所示。

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　　自激推挽式二次電源完全靠Royer電路工作，自振蕩頻率會自動調節到最佳效率，可以避免磁芯的深度飽和，減少EMI輻射，電源效率可達到80%以上。而且通過合理選擇功率開關和整流二極管，電路總的輸出阻抗就可以足夠小，在輸入電壓穩定的條件下，輸出就足夠穩定，而沒有必要再進一步穩壓。因此電路結構簡單，電子元器件較少，是電源電路小型化的首選方案。

　　該電源已獲得了應用，在實際工作中，性能穩定，可靠性高，抗干擾能力強。