摘要

　　電源轉換器正朝著越來越高的功率密度的方向發展。通常，獲得這種高功率密度的方法是提高開關頻率，可以縮小濾波器組件的尺寸。但是，提升開關頻率會極大地增加系統的開關損耗，而這種損耗會阻礙系統在高于100kHz的開關頻率上運行。

　　1. 本文引言

　　為了在保持一定效率的同時增加開關頻率，人們開發出了幾種軟開關技術(1、2和3)。大多數諧振技術都增加了半導體電流和/或電壓應力，從而導致器件體積增大，并增加大環流帶來的傳導損耗。然而，一種新型轉換器被開發了出來，其允許在沒有增加開關損耗的情況提高開關頻率，同時克服了諧振技術的大部分弊端。在實現主開關零電壓開啟和升壓二極管零電流關閉的時候，零電壓轉換(ZVT)轉換器工作在一個固定頻率上。這僅僅是通過在開關轉換期間運用諧振操作來實現的。在周期的剩余時間里，從根本上將諧振網絡從電路中消除，而且轉換器的運行同其非諧振部分完全一致。

　　同傳統的升壓轉換器相比，這種技術帶來了效率方面的提高，并可以在低應力下運行升壓二極管(這是因為關閉狀態下受控的di/dt)。二極管軟開關還可以降低EMI(這是一個重要的系統考慮因素)。

　　有源功率因數校正將對轉換器的輸入電流進行編程以跟隨線電壓，并且有可能實現3% THD的0.999功率因數。Unitrode UC3855A/B IC集成了功率因數校正控制電路，該控制電路可以為高功率因數提供數個電流傳感和功率級ZVT運行方面的增強特性。

　　UC3855集成了設計一款帶有平均電流模式控制功能的ZVT功率級所需的所有控制功能。由于其能夠在避免斜率補償和其他方法(5、6)低噪聲抗擾度的同時對輸入電流進行精確地編程，因此人們選擇了平均電流模式控制。

　　1.1 ZVT技術

　　1.1.1 ZVT升壓轉換器功率級

　　除開關轉換以外的整個開關周期中，ZVT升壓轉換器的運行均同傳統的升壓轉換器一樣。圖1顯示的就是ZVT升壓功率級。ZVT網絡由QZVT、D2、Lr和Cr組成，提供了升壓二極管和主開關的有源緩沖。[4、7、8]描述了ZVT電路的運行情況，為了敘述的完整性在此處進行了回顧。參見圖2，下列時序間隔可以被定義為：

　　具有ZVT功率級的升壓轉換器

　　ZVT時序結構圖

　　1.1.2 ZVT時序

　　1.1.2.1 t0-t1

　　t0之前的時間里，主開關處于關閉狀態，二極管D1正傳導滿負載電流。在t0處，輔助開關(QZVT)被開啟。由于輔助開關處于開啟狀態，Lr中的電流線性地上升至IIN。在此期間，二極管D1中的電流正逐漸下降。當二極管電流達到零時，該二極管關閉(例如D1的軟開關)。在實際電路中，由于二極管需要一定時間來消除結電荷(junction charge)，因此會有一些二極管逆向恢復。ZVT電感上的電壓為VO，因此電流上升至Iin所需要的時間為：

　　1.1.2.2 t1-t2

　　在t1處，Lr電流達到了IIN，且Lr和Cr開始產生諧振。該諧振周期在其電壓等于零以前對Cr放電。漏極電壓的dv/dt由Cr(Cr為外部CDS和COSS的組合)控制。Cr放電的同時流經Lr的電流不斷增加。漏極電壓達到零所需要的時間為諧振時間的1/4。在該周期結束時，主開關的主體二極管開啟。

　　1.1.2.3 t2-t3

　　在該時間間隔開始時，開關漏極電壓已達到0V，并且主體二極管被開啟。流經該主體二極管的電流將由ZVT電感驅動。該電感上的電壓為零，因此電流處于續流狀態。此時，主開關被開啟，以實現零電壓開關。

　　1.1.2.4 t3-t4

　　在t3處，UC3855感應到QMAIN的漏極電壓降至零，并在關閉ZVT開關的同時開啟主開關。ZVT開關關閉以后，Lr中的能量被線性地從D2釋放至負載。

　　1.1.2.5 t4-t5

　　在t4處，D2中的電流趨于零。當這種情況發生時，該電路就像一個傳統升壓轉換器一樣運行。但是，在一個實際電路中，Lr同驅動D1陰極(由于Lr的另一端被鉗位控制至零)正極節點的ZVT開關COSS一起諧振。在ZVT電路設計部分將對這種影響進行討論。

　　1.1.2.6 t5-t6

　　該級也非常像一個傳統升壓轉換器。主開關關閉。QMAIN漏-源節點電容充電至VO，并且主二極管開始向負載提供電流。由于節點電容起初將漏極電壓保持在零狀態，因此關閉損耗被極大地降低了。

　　由上述內容可知，這種轉換器的運行僅在開啟開關轉換期間不同于傳統升壓轉換器。主功率級組件并未出現比正常情況更多的電壓或電流應力，而且開關和二極管均歷經了軟開關轉換。通過極大地減少開關損耗，可以在不降低效率的情況下增加工作頻率。二極管也可以在更低的損耗條件下工作，從而在更低溫度、更高可靠性的條件下運行。該軟開關轉換還降低了主要由升壓二極管硬關閉引起的EMI。

　　1.1.3 控制電路要求

　　為了保持主開關的零電壓開關，ZVT開關在Cr電壓諧振至零以前必須為開啟狀態。通過使用一個相當于低線壓和最大負載條件下tZVT的固定延遲，可以實現這一目標。

　　但是，這樣一來在輕負載或更高線壓的條件下延遲的時間會比必要延遲時間更長，從而會增加ZVT電路傳導損耗以及峰值電流應力。通過感應QMAIN漏極電壓何時降至為零，UC3855實現了一個可變tZVT。一旦該電壓降至ZVS引腳閾值電壓(2.5V)以下時，ZVT柵極驅動信號便被終止，并且主開關柵極驅動升高。圖3顯示了該控制波形。在振蕩器開始放電時開關周期開始，ZVT柵極驅動在放電周期開始時升高。在ZVS引腳感應到零電壓狀態或者放電期間結束(振蕩器放電時間為最大ZVT脈寬)以前，ZVT信號均處于高位。這樣就使ZVT開關僅在需要的時候開啟。

　　ZVT控制波形

　　2. 控制電路運行及設計

　　圖4顯示了UC3855A/B的結構圖(引腳數與DIL?20封裝相當)。其顯示了一款集成了基本PFC電路的控制器，包括平均電流模式控制以及促進ZVT工作的驅動電路。該器件還具有簡化電流傳感的電流波形合成器電路，以及過壓和過電流保護。在下列各章節中，該控制器件被分解成若干個功能模塊，并對其進行了單獨的討論。

　　UC3855控制器結構圖

　　2.1 與UC3854A/B的比較

　　UC3855A/B的PFC部分與UC3854A/B完全一樣。他們共有的幾個設計參數在下面被突出顯示了出來，以說明其相似性。

　　UC3855A/B中集成的新特性包括：ZVT控制電路、過壓保護、電流合成器。

　　2.2 振蕩器

　　振蕩器包括一個內部電流源和散熱片，因此僅需要一個外部時序電容器(CT)來設置頻率。將額定充電電流設置為500μA，放電電流為8mA。放電時間大約為總時間的6%，其定義了最大ZVT時間。CT的計算可通過下式得出：

　　2.3 ZVT控制電路

　　正如ZVT技術部分所述，UC3855A/B提供了控制邏輯，以確保ZVT在所有線壓及負載狀態下運行，并且無需使用一個固定延遲。ZVS引腳對MOSFET漏極電壓進行感應，并為一個ZVT驅動比較器輸入。另一個比較器輸入被內部偏置至2.5V。當ZVS輸入為2.5V以上(并出現PWM時鐘信號)時，ZVT驅動信號可升高。下拉ZVS引腳可終止ZVT驅動信號，并開啟主開關輸出(最大ZVT輸出信號等于振蕩器放電時間)。圖5顯示了用于感應節點電壓的網絡。R12將引腳上拉至7.5V的最大值，同時C6提供濾波功能。

　　ZVS傳感電路

　　RC時間常數應該足夠快，以在最大占空比時達到2.5V。該漏極電壓受限于將主MOSFET dv/dt變慢的節點電容，其降低了ZVS電路上的高速要求。最大ZVS引腳電壓應被限制在VREF，否則ZVS電路就會變為閉鎖狀態，無法正確工作。

　　ZVS運行的另一種方法是，通過一個簡單的分壓器來感應漏極電壓。但是，該電壓仍然必須被濾波(和鉗位控制)，以便不會將噪聲注入ZVS引腳。

　　如欲了解時序波形，請參考前面的圖3。

　　3. 柵極驅動

　　主驅動可提供1.5APK，ZVT驅動為0.75APK。由于ZVT運行，主開關驅動阻抗要求被減少。在開啟時，漏極電壓為0V，因此密勒電容效應不再是一個問題;在關閉時，dv/dt受限于諧振電容器。由于ZVT MOSFET通常為至少兩個小于主開關的裸片尺寸，因此一個較低的峰值電流容量就可以滿足其驅動要求。

　　3.1 乘法器/分壓器電路

　　UC3855A/B的乘法器部分與UC3854A/B完全一樣。其集成了輸入電壓前饋功能(通過VRMS輸入)，以消除對輸入電壓環路增益的依賴性。正確地設置該器件，需要定義的參數只有三個(VVRMS、IIAC和RIMO)。

　　3.1.1 VRMS

　　該乘法器對線電流進行編程，從而影響線路的功耗。考濾到系統功耗限制，對VRMS引腳進行編程。參考該結構圖(圖4)，乘法器輸出方程式為：

　　功耗限制函數由電壓環路誤差放大器VEA(6V)的最大輸出電壓來設置。通過觀察給定VEA值情況下的變化可以輕松地闡明功耗限制函數。如果該AC線壓降低2倍，那么前饋電壓效應(V2VRMS)則降低至四分之一。這樣就將乘法器輸出電流(以及隨之而來的線電流)提高了2倍。因此，線路的功耗保持恒定。反之，如果負載增加且線路保持恒定，則VEA增加，從而導致更高的線電流。于是，由此可見，VEA為一個同輸入功耗成正比例關系的電壓。

　　在正常情況下，設置乘法器是用來限制低線路條件下的最大功耗，其同最大誤差放大器輸出電壓相當。對該乘法方程式求解，以得到同最大誤差放大器電壓和最大乘法器電流(2倍IIAC以內)相當的前饋電壓。

　　求出低壓線路VRMS電壓以后就可以定義線路至VRMS引腳的分壓器。為了減少出現在乘法器輸入端的二階諧波數量(其反過來又會在輸入電流中引起三階諧波)[9]，相對而言，該前饋電壓必須沒有紋波。該濾波會在VRMS引腳上產生一個dc電壓。由于是按照其RMS值對輸入電壓進行定義，因此必須考慮到該RMS因數(0.9)dc[9]。例如，如果該低線壓為85V，那么要求的衰減則為：

　　在270V高線壓狀態下，其相當于VVRMS=4.76V。VRMS輸入的共模范圍為0V至5.5V。因此，計算出來的范圍在可接受的極限以內。

　　推薦使用一個二極濾波器來提供足夠的衰減，而不降低前饋瞬態響應。單極濾波器要求有一個極低頻率的極以使VRMS對線壓變化很快地做出響應。

　　一旦VRMS的失真被確定，則可以計算出濾波器極。如果前饋電路對總失真的作用為1.5%以內，那么就可以計算出濾波器的要求衰減。需要注意的是，在一個完整的波形整流正弦波中，二階諧波大約為dc值的66.7%。在該輸入電流波形中[9]，二階諧波的百分比轉換為相同百分比三階諧波失真。因此，要求濾波器衰減為：

　　單個級應具有一個或0.15的衰減。對于一個單級濾波器而言，則為：

　　參見圖6，同各組件相對應的取值為：R9A=R9B=390kΩ、R10=120kΩ、R11=18kΩ，并且C4=0.082μF、C5=0.47μF。

　　VRMS電路

　　3.1.2 IIAC

　　在高線壓條件下，選擇IIAC的值為500μA。這樣的取值頗具隨意性，但是其應該在1mA以下，這樣可以保持在該乘法器的線性區域以內。相應地，線路至IAC引腳的總電阻大約為766kΩ。

　　3.1.3 RIMO

　　通過確定乘法器輸出電壓(為了保持在過電流跳變點以下)在低線壓和最大負載電流條件下為1V則可以計算出乘法器輸出電阻。這樣也就相當于變流器的最大感應電壓。該條件下的乘法器電流等于1V/RIMO，并且可以由乘法器方程式換算而得，其結果為：

　　在低線壓條件下，IIAC等于156μA(如果低線壓等于85V，IIAC被設定為270V時的500μA)，VEA為其6V的最大值，VVRMS為1.5V。因此RIMO等于3.2kΩ。

　　3.2 電流合成器

　　由于構建在UC3855A/B中的電流合成功能使電流傳感被簡化了。當開關為開啟且可以使用一個變流器對其進行感應時，開關電流同電感電流相同。當開關處于開啟狀態時，電流合成器使用一個同開關電流成正比例關系的電流對一個電容器(CI)充電。當該開關處于關閉狀態時，電感電流波形將被控制器重新構建。為了精確地測量出電感電流，所需做的工作就只是重新構建電感電流的下斜坡斜率，其可由下式得出：

　　使用一個與VOUT?VAC成正比例關系的電流對CI放電，這樣就可以重新構建電感電流波形。該電容器下斜坡斜率為：

　　通過從一個與VOUT成正比例關系的電流中減去IIAC/4，UC3855A/B就得出了IDIS。RVS引腳電壓被調節至3V，因此，RVS電阻器的選擇就設定了與VOUT成正比例的電流。

　　RRvs電流同IIAC/4的比應該等于VOUT與VAC的比。因此，如果IIAC/4為125μA，那么流經RRVS的電流應該被設定為130μA。

　　使電感電流斜坡與電容器電壓斜坡相等，并確定VAC等于零時出現最大斜坡，則可以對CI求解，其結果如下：

　　其中，N為變流器(CT)匝比，(NS/NP)和RS為電流檢測電阻器。

　　電流合成器具有大約20mV的偏移。該偏移可以引起線電流零交叉情況下的失真。為了消除這種偏移，可以在VREF和IMO引腳之間連接一個電阻器。該電阻器值是基于RIMO和合成器輸出端偏移量計算出來。對于一個20mV偏移且RIMO=3.3kΩ而言，一個從VREF至1.2MΩ IMO的電阻器可以消除這種偏移。

　　3.3電流傳感

　　3.3.1變流器

　　正如我們在前面部分所見，使用UC3855A/B合成電感電流十分簡單。只需要直接感應開關電流，并使用一個電流傳感變壓器便可極為有效地完成這一工作。在該功率級的阻性感應會帶來過多的功耗。

　　在實施變流器時需要謹記幾個問題。在數百千赫茲頻率下，需要解決磁芯復位問題。功率因數校正電路中固有的高占空比增加了難度。除此以外，ZVT電路使感應/復位功能更為復雜。當ZVT電路開啟時，其電流從線路中流出。為了最小化線電流失真，應該對該電流進行測量。在變流器后面放置諧振電感，可以確保ZVT電路電流能夠被測量。類似地，當主開關關閉時，電流繼續流入諧振電容器。然而，對這一電流進行測量是非常重要的，如果該電容器被連接至MOSFET的漏極，且位于變流器下方，那么這一電流便耗掉了線路零相交上的最小復位時間，其占空比將接近100%。圖7A顯示了這種結構。如果該變流器沒有足夠時間來進行復位，那么即使避免了完全飽和，但其也會開始飽和并降低精度，從而引起零交叉失真。圖7B中顯示了一個更好的結構。在這個電路中，當ZVT電路啟動期間放電時，測量出電容器電流。由于這種情況發生在開關周期的開始階段，因此變流器不會損失其任何復位時間。在變流器上方連接Cr不會對MOSFET dv/dt控制產生負面影響。由于該器件一直控制著平均電流，因此，不管電容器電流是否在開關周期開始時或開關周期結束時被測量出來都沒有關系。

　　圖7還顯示，過濾功能被添加至該變流器次級，以減少噪聲過濾。該濾波器的帶寬應足夠低，以在不影響開關電流波形的情況下減少開關噪聲。

　　變流器感應

　　除了位置和復位問題以外，還必須考慮到實際變流器結構。使用專門針對20kHz頻率下而設計制造的變流器，在100kHz及更高開關頻率下并不會有較好的性能表現。低頻率設計一般均具有太多的漏極電感，以至于不能被用于高頻率運行，并且會引起錯誤感應和/或噪聲問題。

　　3.3.2 阻性感應

　　UC3855A/B仍然可以有阻性感應。由于對電流誤差放大器的兩個輸入端對用戶而言均可使用，因此阻性感應實施起來比較容易。圖8顯示了一個典型結構。該電流誤差放大器的共模范圍為-0.3V到5.0V。如果最大信號電平保持在1V，那么RIMO值同上面的計算值保持一致。這也允許阻性感應信號被饋送到RSENSE和RI結點的ION中，并被用于峰值限流。推薦使用一個消除柵極驅動電流影響的濾波器。我們建議，仍然連接RVS電阻器，并連接一個CS至接地的電阻器，以消除這些高阻抗節點中注入噪聲的可能性。

　　阻性感應