電源設備中常用的四種變換電路（續）
Common Four Change Circuits in Power Supply Equipments

(上接總第11期)

3 DC/DC變換

將一種直流電壓變換成另一種（固定或可調的）直流電壓稱為DC/DC變換（亦稱直流變換器）。這種技術被廣泛地應用于無軌電車、地鐵列車、蓄電池供電的機動車輛的無級變速中，從而獲得平穩地加速、減速、快速響應的性能，80年代興起的電動汽車就是一例。

下面介紹利用自關斷器件構成的典型DC/DC變換電路。

最基本的斬波電路如圖形3.1所示，斬波器負載為R，當開關S合上時，uo=uR=Ud,并持續t1時間。當開關切斷時uo=uR=0,并持續t2時間，T=t1＋t2為斬波器的工作周期，斬波器的輸出波形見圖3.1(b)。若定義斬波器的占空比D=t1/T,則從波形圖可以獲得輸出電壓平均值為

圖3.1降壓斬波電路原理
（a）電路(b)波形

?

若忽略開關的損耗，則輸入功率Pi應與輸出功率相

等，即從直流電源側看的等效電阻Ri為

Ri=Ud/Ioa=Ud/(DUd/R)=R/D(3.3)

由式3.1可知，當占空比D從零變到1時，輸出電壓平均值從零變到Ud，其等效電阻也隨著D而變化。

t1為斬波器導通時間，T為通斷周期，通常斬波器的工作方式有兩種：

（1）脈寬調制工作方式：維持T不變，改變t1。

（2）脈頻調制工作方式：維持t1不變，改變T。

普遍采用的是脈寬調制方式。因為頻率調制方式，容易產生諧波干擾，而且濾波器設計也比較困難。

3.1降壓式（Buck）變換器

圖3.1所示的直流變換器在使用時輸出紋波較大，為降低輸出紋波，在輸出端接入電感L、電容C濾波電容，如圖3.2（a）所示，圖中V2為續流二極管。這就是降壓（Buck）式變換器，其輸出電壓平均值Uo總是小于輸入電壓Ud。通過電感中的電流（iL）是否連續，取決于開關頻率、濾波電感L和電容C的數值。

圖3.2降壓式（Buck）變換器
（a）電路(b)波形

當電路工作頻率較高，若電感和電容量足夠大并為理想元件，電路進入穩態后，可以認為輸出電壓為常數。當晶體管V1導通時，電感中電流呈線性上升，因而

Ud－Uoa=L(iomax－iomin)/ton=L△ion/ton

式中ton是晶體管導通時間。

當晶體管截止時，電感中電流不能突變，電感上感應電動勢使二極管導通，這時

Uoa=L(iomax－iomin)/toff=L△ioff/toff

式中toff為晶體管截止時間。在穩態時△ion=△ioff=△i。

因為電感濾波保持了直流分量，消除了諧波分量。輸出電流平均值為

Ioa=(iomax＋iomin)/2=Uoa/RL(3.4)

3.2升壓式（Boost）變換器

圖3.3為升壓式變換器，它由功率晶體管V1、儲能電感L、二極管V2及濾波電容C組成。當晶體管導通時，電源向電感儲能，電感電流增加，感應電動勢為左正右負，負載Z由電容C供電。當V1截止時，電感電流減小，感應電動勢為左負右正，電感中能量釋放，與輸入電壓順極性一起經二極管向負載供電，并同時向電容充電。這樣把低壓直流變換成高壓直流。其輸出電壓平均值將超過電源電壓Ud其電路的工作波形如圖3.3(c)所示。

在電感電流連續的條件下，電路工作于圖3.3（b）所示的兩種狀態。

圖3.3升壓式(Boost)電路
(a)電路；(b)等效電路；（c）波形

圖3.4升/降壓式電路
(a)電路；(b)等效電路；(c)波形

（1）當晶體管導通、二極管截止（即0≤t≤t1=DT）期間，t1=0～DT，t=0時刻，V1導通，電感中的電流按直線規律上升

Ud=L(I2－I1)t1=L△I/t1(3.5)

（2）當晶體管由導通變為截止（即t1≤t≤T）期間，電感電流不能突變，產生感應電動勢迫使二極管導通，此時

Uoa－Ud=LI/t2,t2=DT～T=(1－D)T

則△I=Udt1/L=(Uoa－Ud)t2/L

將t1=DT,t2=(1－D)T代入上式，則求得

Uoa=Ud/(1－D)(3.6)

式3.6表明，BoostDC/DC變換器是一個升壓斬波器。當D從零趨近于1時，Uoa從Ud變到任意大。同理可求得輸入電流

I=Ioa/(1－D)(3.7)

T=△ILUo/Ud(Uoa－Ud)(3.8)

△I=Ud(Uoa－Ud)/fLUoa=UdD/fL(3.9)

式中f為開關轉換頻率。若忽略負載電流脈動，那么[0,t1]期間，電容上泄放的電荷量，反映了電容峰—峰電壓脈動量，亦即輸出電壓uo的脈動量(3.10)

由式3.5和式3.9求得t1=(Uoa－Ud)/Uoaf,并代入式3.10得，見圖3.3（c）

△Uc=Ioa(Uoa－Ud)/UoafC=IoaK/fC,

K=(Uoa－Ud)/Uoa(3.11)

3.3升/降壓式（Buck－Boost）變換器

圖3.4（a）為Buck－Boost電路，這是降壓－升壓混合電路，其輸出電壓可以小于輸入電壓Ud，也可以大于輸入電壓，而輸出電壓極性與輸入電壓相反。其工作波形示于圖3.4(c)。

在電感電流iL連續條件下，Buck－Boost電路工作于圖3.4(b)所示的兩種狀態。

經分析推導，可以得出輸出電壓平均值為

Uoa=－UdD/(1－D)(3.12)

同前面分析一樣，可得

Io=IoaD/(1－D)(3.13)

4AC/AC變換

　　在需要不同于市電頻率或頻率可變的交流電源的場合，通常采用AC/AC變換電路。

4．1AC/AC變換的基本原理

圖4.1（a）所示為AC/AC變換器的原理電路圖。實際上是由正組（P）雙半波變流器和負組（N）雙半波變流器反并聯組成的。正組由V1和V2組成，負組由V3和V4組成。

當正組工作時，分別觸發V1和V2使之導通，負載上獲得正向電壓。而負組工作時，對V3和V4觸發使之導通，負載上獲得反向電壓。現以電阻性負載為例，并假定兩組變流器不同時工作。

（1）整半周工作方式

假定輸出交流電壓的頻率(fo)為電源頻率（fs）的1/3，即To=3Ts。為此在輸出的前半周期內（To/2）,讓正組變流器工作3個電源電壓整半周，在此期間內負組變流器被封鎖；然后在輸出的后半周期內，讓負組變流器導通3個電源整半周，在此期間內正組變流器停止工作，這樣可以獲得如圖4.1（b）所示的波形，其輸出電壓中的基波分量的頻率為電源頻率的1/3，即fo=fs/3，以此類推。

按整半周工作方式，輸出頻率是不能連續可調的，而且輸出電壓中包含大量的諧波。

（2）α調制工作方式

若每個電源半周期不是整半周期導通，而是控制α不同，讓輸出電壓按理想的正弦進行調制，則能獲得如圖4.1（c）所示的波形，其輸出電壓中的基波頻率仍然為電源頻率的1/3，但其輸出波形，比圖4.1(b)更接近正弦波，其諧波含量降低。這種工作方式是實際AC/AC變換器所采用的。

（3）高頻工作方式

這種工作方式不同于前述的兩種，在1個電源電壓的半周期內，兩組變流器要輪流工作多次，當圖4.1(a)的晶閘管用自關斷器件代替時，就可以實現這種工作方式，而且要求先封鎖已導通的變流器，然后才能使另一組變流器投入工作。若在1個電源電壓周期里，以高速率切換兩組變流器，使其輪流工作，則能獲得如圖4.1（d）所示的波形，并稱它為高頻工作方式。

圖4.1AC/AC變換原理電路
（a）電路；(b)整半周方式；
(c)α調制方式；(d)高頻方式

4.2α調制工作方式的實現

　　現以單相—單相直接變頻電路為例說明α調制工作方式的原理及其實現方法。圖4.2為單相橋式AC/AC變換電路。為了在負載一獲得交變電壓，可以交替地讓正組變流器和負組變流器輪流工作，并控制α的大小，使得輸出電壓的平均值按正弦規律變化。在半周期內，先讓控制角α由大變小，再由小變大，則輸出電壓的平均值將按低頻正弦的規律變化。

設理想的輸出電壓為(4.1)

變流器輸出電壓平均值的基本公式為

uo=(pUm/π)sin（π/p）cosα(4.2)

式中p為脈波個數。變流器輸出電壓同觸發角α之間符合余弦函數關系。圖4.2(a),p=2,sin（π/2）=1,則uo=(2Um/π)cosα，將所希望的輸出電壓波形ur=Ursinω0t同us=（2Um/π）cosωst進行比較，從而求得對應輸出電壓每瞬時的觸發角大小，如圖4.2（b）所示的那樣，該圖對應電阻性負載，兩組變流器均工作于整流方式。

為了保證兩組中的晶閘管不同時導通，兩組之間切換時要留有一定的間隙時間to（大于器件的關斷時間），在這期間，兩組均不工作。

圖4.2α調制工作方式原理
（a）電路；(b)波形

圖4.3三相半波/單相
負載AC/AC變換電路

圖4.4電阻負載時的電壓波形圖

4．3AC/AC變換器典型電路

　　以三相—單相直接變頻電路供給阻性負載為例，圖4.3所示為由兩組三相半波變流器構成的AC/AC變換器。通常對于電源是市電的AC/AC變換器的輸出頻率限于電源頻率的1/3以下，因為過高的輸出頻率將帶來諧波增加的弊病。改變基準正弦波的頻率，就可以改變輸出頻率。圖4.4給出了負載輸出電壓的波形。

有關AC/AC變換器的內容，多在變頻技術中應用，請讀者參閱有關專著。