多路輸出開關電源的設計及應用原則

摘要：比較了諸多國內外多路輸出電源的設計思想，提出并總結了現今多路輸出電源的設計原則。

關鍵詞：開關電源；多路輸出；設計原則

1引言

對現代電子系統，即便是最簡單的由單片機和單一I/O接口電路所組成的電子系統來講，其電源電壓一般也要由＋5V，±15V或±12V等多路組成，而對較復雜的電子系統來講，實際用到的電源電壓就更多了。目前主要由下述諸多電壓組合而成：＋3.3V，＋5V，±15V，±12V，－5V，±9V，＋18V，＋24V、＋27V、±60V、＋135V、＋300V、－200V、＋600V、＋1800V、＋3000V、＋5000V（包括一個系統中需求多個上述相同電壓供電電源）等。不同的電子系統，不僅對上述各種電壓組合有嚴格的要求，而且對這些電源電壓的諸多電特性也有較嚴格的要求，如電壓精度，電壓的負載能力（輸出電流），電壓的紋波和噪聲，起動延遲，上升時間，恢復時間，電壓過沖，斷電延遲時間，跨步負載響應，跨步線性響應，交叉調整率，交叉干擾等。

2多路輸出電源

對于電源應用者來講，一般都希望其所選擇的電源產品為“傻瓜型”的，即所選擇的電源電壓只要負載不超過電源最大值，無論系統的各路負載特性如何變化，而各路電源電壓依然精確無誤。僅就這一點來講，目前絕大多數的多路輸出電源是不盡人意的。為了更進一步說明多路輸出電源的特性，首先從圖1所示多路輸出開關電源框圖講起。

從圖1可以看到，真正形成閉環控制的只有主電路Vp，其它Vaux1、Vaux2等輔電路都處在失控之中。從控制理論可知，只有Vp無論輸入、輸出如何變動（包括電壓變動，負載變動等），在閉環的反饋控制作用下都能保證相當高的精度（一般優于0.5％），也就是說Vp在很大程度上只取決于基準電壓和采樣比例。對Vaux1，Vaux2而言，其精度主要依賴以下幾個方面：

1）T1主變器的匝比，這里主要取決于Np1：Np2或Np1：Np32）輔助電路的負載情況。

3）主電路的負載情況。

注：如果以上3點設定后，輸入電壓的變動對輔電路的影響已經很有限了。

圖1多路輸出開關電源框圖

圖3輔助電路加一個線性穩壓調節器

在以上3點中，作為一個具體的開關電源變換器，主變壓器匝比已經設定，所以影響輔助電路輸出電壓精度最大的因素為主電路和輔電路的負載情況。在開關電源產品中，有專門的技術指標說明和規范電源的這一特性，即就是交叉負載調整率。為了更好地講述這一問題，先將交叉負載調整率的測量和計算方法講述如下。

2?1電源變換器多路輸出交叉負載調整率測量與

計算步驟

1）測試儀表及設備連接如圖2所示。

2）調節被測電源變換器的輸入電壓為標稱值，合上開關S1、S2…Sn，調節被測電源變換器各路輸出電流為額定值，測量第j路的輸出電壓Uj，用同樣的方法測量其它各路輸出電壓。

3）調節第j路以外的各路輸出負載電流為最小值，測量第j路的輸出電壓ULj。

4）按式（1）計算第j路的交叉負載調整率SIL。

SIL=×100％（1）

式中：ΔUj為當其它各路負載電流為最小值時，Uj與該路輸出電壓ULj之差的絕對值；

Uj為各路輸出電流為額定值時，第j路的輸出電壓。

根據上面的測試及計算方法可以將交叉負載調整率理解為：所有其它輸出電路負載跨步變（100％－0％時）對該路輸出電壓精度影響的百分比。

2?2多路輸出開關電源

由圖1原理所構成的實際開關電源，主控電路僅反饋主輸出電壓，其它輔助電路完全放開。此時假設主、輔電路的功率比為1：1。從實際測量得主電路交叉負載調整率優于0.2％，而輔電路的交叉負載調整率大于50％。無論開關電源設計者還是應用者對大于50％的交叉負載調整率都將是不能接受的。如何降低輔電路交叉負載調整率，最直接的想法就是給輔助電路加一個線性穩壓調節器（包括三端穩壓器，低壓差三端穩壓器）如圖3所示。

從圖3可知，由于引入了線性穩壓調節器V，所以在輔路上附加了一部分功率損耗，功率損耗為P=(Vaux′－Vaux1)Iaux，而要使輔電路的交叉負載調整率小，就必須有意識地增大線性調整器的電壓差（Vaux′－Vaux1），即就是要有意識增大Vaux′，其帶來的缺點就是增加了電源的功率損耗，降低了電源的效率。

以圖1及圖3原理為基礎設計和應用電源時，應注意的原則為：

1）主電路實際使用的電流最小應為最大滿輸出電流的30％；

2）主電路電壓精度應優于0.5％；

3）輔電路功率最好小于主電路功率的50％；

4）輔電路交叉負載調整率不大于10％。

2?3改進型多路輸出開關電源

在很多應用場合中，要求2路輸出的功率基本相當，比如±12V/0?5A，±15V/1A。我們通過多年的實踐，設計了如圖4所示的電路，能較好地達到提高交叉負載調整率的目的。

圖4電路設計思想的核心有以下2點。

1）將正負2路輸出濾波電感L1、L2繞制在同一磁芯上，采用雙線并繞的方法，從而保證L1、L2電感量完全相同。并注意實際接入線路時的相位（差模方法）關系，這種濾波電感的連接方法使2路輸出電流的變化量相互感應，在一定程度上較大地改善了2路輸出的交叉負載調整率。

2）從圖4可以看到，采樣比較器Rs1、Rs2不像圖1那樣接到主電路Vp上，而是直接跨接到正負電源的輸出端上，并且邏輯“地”不是電源的輸出地，而是以負電壓輸出端作為采樣比較和基準電壓的邏輯“地”電位。這樣采樣誤差將同時反映出正、負2路輸出的電壓精度變化，對正、負2路同樣都存在有反饋作用，能在很大程度上改進2路輸出的交叉負載調整率。以±15V/1A電源為例，采用圖4的電路設計，實測得的2路交叉負載調整率優于2％。

圖2測試儀表及設備連接

圖4改進型2路輸出電路

圖53路電源設計方案

以圖4原理為基礎設計和應用電源時，應注意的原則為：

1）2路最好為對稱輸出（功率對稱，電壓對稱），無明顯的主、輔電路之分，比如我們常用到的±12V，±15V等都屬于此類；

2）2路輸出電壓精度要求都不是太高，1％左右；

3）2路輸出交叉調整率要求相對較高，2％左右。

下面介紹一種通用性極強的3路電源設計方案，如圖5所示。

從圖5可以看到，主＋5V輸出與輔路±Vout(可以是±15V或±12V)輸出電路不但反饋相互獨立，而且其PWM（脈寬調制器），功率變換和變壓器都是相互獨立的。可以將此3路電源看成是由相互獨立的1個＋5V電源和1個±Vout電源共同組合而成。為了進一步減少二者之間的相互干擾和降低各自輸出電壓紋波的峰－峰值，應當進一步減小各獨立電源的輸入反射紋波（一般紋波峰－峰值應小于50mV，紋波有效值應小于10mV）和采用同步工作方式。

2?4高頻磁放大器穩壓器

在多路輸出電源中，輸出電路經常采用高頻磁放大穩壓器，它以低成本、高效率、高穩壓精度和高可靠性，而在多路輸出的穩壓電源中得到了廣泛應用。

磁放大器能使開關電源得到精確的控制，從而提高了其穩定性。磁放大器磁芯可以用坡莫合金，鐵氧體或非晶，納米晶（又稱超微晶）材料制作。非晶、納米晶軟磁材料因具有高磁導率，高矩形比和理想的高溫穩定性，將其應用于磁放大器中，能提供無與倫比的輸出調節精確性，并能取得更高的工作效率，因而倍受青睞。非晶、納米晶磁芯除上述特點外還具備以下優點：

1）飽和磁導率低；

2）矯頑力低；

3）復原電流小；

4）磁芯損耗少；

磁放大輸出穩壓器沒有采用晶閘管或半導體功率開關管等調壓器件，而是在整流管輸出端串聯了一個可飽和扼流圈（如圖6所示），所以它的損耗小。

由圖6可知，磁放大穩壓器的關鍵是可控飽和電感Lsr和復位電路。可控飽和電感是由具有矩形B?H回線的磁芯及其上的繞組組成，該繞組兼起工作繞組和控制繞組的作用。復位（RESET）是指磁通到達飽和后的去磁過程，使磁通或磁密回到起始的工作點，稱為磁通復位。由于磁放大穩壓器所用的磁芯材料的特點（良好的矩形B?H回線及高的磁導率），使得磁芯未飽和時的可控飽和電感對輸入脈沖呈現高阻抗，相當于開路，磁芯飽和時可控飽和電感的阻抗接近于0，相當于短路。

目前開關電源工作頻率已提到幾百kHz以上，磁放大器在開關電源中的廣泛應用對軟磁材料提出了更高的要求。在如此高的頻率下，坡莫合金由于電阻率太低（約60μΩ·cm）導致渦流損耗太大，造成溫升高，效率降低，采用超薄帶和極薄帶雖能有所改善，但成本將大幅度上升；鐵氧體具有很高的電阻率（大于105μΩ·cm），但其Bs過低，居里點也太低。由于工作環境惡劣，對材料的應力敏感性、熱穩定性等都有嚴格要求，上述材料是很難滿足要求的。

圖6磁放大輸出穩壓電路

圖7輔路帶磁放大器的典型應用電路

圖8完全利用磁放大器的穩壓電路

非晶合金的出現大大豐富了軟磁材料。其中的鈷基非晶合金具有中等的飽和磁感應強度，超微合金具有較高的飽和磁感應強度，它們都具有極低的飽和磁致伸縮系數和磁晶各向異性。鈷基非晶和超微晶在保持高方形比的同時可以具有很低的高頻損耗，用于高頻磁放大器中，可大大提高電源效率，大幅度減小重量、體積，是理想的高頻磁放大器鐵芯材料。

3高頻磁放大輸出穩壓器典型應用電路

圖7所示的多路輸出電源，其主路為閉環反饋PWM控制方式，輔路為磁放大式穩壓電源。由于輔路磁放大輸入電壓波形受控于變壓器主、輔繞組比，以及主路的工作狀態（主路輸出電壓的高低和主路負載的高低等），所以輔路的交叉負載調整率仍然不能夠達到理想的狀態。

圖8所示是一種完全利用磁放大器穩壓技術設計的多路輸出穩壓電源。此電源前級為雙變壓器自激功率變換電路，后級多路輸出均為磁放大器穩壓電路。并且各路之間無關，前后級之間無反饋，無脈寬調制器（PWM）。

此電路的優點如下：

1）電路結構簡單，使用元器件數量少，除了兩只功率管以外，其它元器件均是永久性或半永久性的，可靠性極高，制作也很方便；

2）電路中沒有隔離反饋放大器，因此調整極其容易，而且一旦調整好后就無須維護，前級變換功率取決于后級總輸出功率；

3）各路的輸出特性相互獨立，獨自調整穩壓，無主、輔路之分，所以，各輸出電路的負載調整率的交叉負載調整率都非常理想，小于0?5％；

4）磁放大器在功率開通瞬間，處于“開路”狀態，功率管在此刻的導通電流趨近于零，因而，損耗減到了最低限度，這有利于變換器的高頻化和高效率；

5）由于前級功率變換器為不調寬的純正方波，以及后級接了磁放大器，這樣可以大幅度地降低輸出紋波的峰－峰值，普通PWM型電源的輸出紋波大約為輸出電壓標稱值的1％左右，而采取帶磁放大器的整流電路，紋波的峰－峰值可比較容易地降低到0.1％左右。

上述磁放大型穩壓電源的綜合電特性都是其它PWM隔離負反饋多路電源所無法比似的。尤其對多路電源實際應用來講，可以對電源內部特性和電子系統的負載特性不予考慮，拿來就能使用，用上就無問題。但是，現代磁放大型穩壓電源還存在如下一些問題，有待解決。

1）電路形式需進一步完善（尤其是電源前級功率變換電路），應加入過、欠壓保護，過流、短路保護，電源使能端。

2）進一步提高工作頻率，以便減小體積。

3）進一步提高效率，減小磁損。

4結語

綜合上述，對多路電源應用者而言，可以根據電子系統用電情況，更切實際地提出所用電源的特性參數。對多路電源設計者而言，可以更多更系統地了解現今多路電源設計方法，減少新產品的開發周期，做到事半功倍。