利用計算機設計單片開關電源講座

第二講

利用計算機設計單片開關電源的方法與步驟

下面對35個設計步驟作詳細的闡述。

[步驟1]確定開關電源的基本參數

（1）交流輸入電壓最小值：Umin，見表1。

（2）交流輸入電壓最大值：Umax，見表1。

表1根據交流輸入電壓范圍確定Umin、Umax值

表2反饋電路的類型及UFB參數值

（4）開關頻率f：100kHz。

（5）輸出電壓UO（V）：已知。

（6）輸出功率PO（W）：已知。

（7）電源效率η：一般取80％，除非有更好的數

據可用。

（8）損耗因數Z：Z代表次級損耗與總功耗的比

值。典型值為0.5。

[步驟2]根據輸出要求，選擇反饋電路的類型以及反饋電壓UFB

詳見表2。可從4種反饋電路中選擇一種合適的電路，并確定反饋電壓UFB的值。

[步驟3]根據U、PO值來確定輸入濾波電容CIN、

直流輸入電壓最小值UImin

（1）令整流橋的響應時間tc=3ms。

（2）根據輸入電壓，從表3中查出CIN值。

（3）得到UImin的值。

表3確定CIN、UImin的值

（1）根據輸入電壓，從表4中查出UOR、UB值。

（2）步驟25將用到UB值來選擇瞬變電壓抑制器（TVS）的型號。

（3）TOPSwitch關斷且次級電路處于導通狀態時，

次級電壓會感應到初級。感應電壓UOR與UI相疊加后，加至內部功率開關管（MOSFET）的漏極上。此時初級漏感釋放能量，并在漏極上產生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時出現，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護電路。利用TVS器件來吸收尖峰電壓的瞬間能量，使上述三種電壓之和不超過漏－源擊穿電壓U（BR）DS值。

表4確定UOR、UB值

[步驟5]根據UImin和UOR來確定最大占空比Dmax

Dmax的計算公式為：Dmax=×100％（1）

（1）MOSFET的通態漏－源電壓UDS（ON）=10V。

（2）應在U=Umin時確定Dmax。

若將UOR=135V、UImin=90V、UDS(ON)=10V一并代入式（1），可計算出Dmax=64.3％，這與典型值67％非常接近。Dmax隨著U的升高而減小，例如當U=Umax=265V時，Dmax=34.6％。

[步驟6]確定初級脈動電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP

定義比例系數

KRP=IR/IP(2)

（1）當U確定之后，KRP有一定的取值范圍。在110V／

115V或寬范圍電壓輸入時，可選KRP=0.4，當230V輸入時，取KRP=0.6。

（2）在整個迭代過程中，可適當增大KRP的值，但不得超過表5中規定的最大值。

表5確定KRP

計算下列參數（電流單位均取A）：

（1）輸入電流的平均值IAVGIAVG=（3）

（2）初級峰值電流IPIP=（4）

（3）初級脈動電流IR〔可由式（2）求得〕

（4）初級有效值電流IRMSIRMS=IP（5）

[步驟8]根據電子數據表格和所需IP值，選擇TOPSwitch芯片

（1）所選極限電流最小值ILIMIT(min)應滿足

0.9ILIMIT(min)≥IP（6）

（2）若芯片散熱不良，則選功率稍大些的芯片。

[步驟9和步驟10]計算芯片的結溫Tj

（1）計算結溫TjTj=〔IRMS2×RDS(ON)＋CXT(UImax＋UOR)2f〕·

RθA＋25℃（7）

式中：CXT是漏極結點的等效電容。括號內第二項代表當交流輸入電壓較高時，由于CXT不斷被充放電而引起的開關損耗，可用PCXT表示。

（2）計算過程中若發現Tj>100℃，應選功率較大的TOPSwitch芯片。

[步驟11]驗算IP

IP=0.9ILIMIT(min)（8）

（1）輸入新的KRP值且從最小值開始迭代，直到

KRP=1.0。

（2）檢查IP值是否符合要求。

（3）迭代KRP=1.0或IP=0.9ILIMIT（min)。

[步驟12]計算初級電感量LPLP=·（9）

式中：LP的單位取μH。

[步驟13]選擇磁芯與骨架并確定相關參數

從廠家提供的磁芯數據表中查出適合該輸出功率的磁芯型號，以及有效截面積（SJ）、有效磁路長度（l）、等效電感（AL）、骨架寬度（b）等參數值。

[步驟14]設定初級層數d和次級匝數NS的初始值

設定d=2層。當U=85V～265V時取NS=0.6匝；再用迭代法計算NS；亦可根據次級每伏匝數和UF1值，直接計算NS值（參見步驟15）。

在步驟15至步驟22中必須確定高頻變壓器的9個主要參數：初級電感量LP，磁芯氣隙寬度δ，初級匝數NP，次級匝數NS，反饋繞組匝數NF，初級裸導線直徑DPm，初級導線外徑DPM，次級裸導線直徑DSm和次級導線外徑DSM。上述參數中，除LP可直接用公式單獨計算外，其余參數都是互相關聯的，因此通常從次級匝數開始計算。另外鑒于反饋繞組上的電流很小（一般小于10mA），對其線徑要求不嚴，因此不需計算導線的內、外直徑。

[步驟15]計算次級匝數NS

對于230V或寬范圍輸入應取0.6匝/V，現已知UO=7.5V，考慮到在次級肖特基整流管上還有0.4V的正向壓降UF1，因此次級匝數為(UO＋UF1)×0.6=4.74匝。由于次級繞組上還存在導線電阻，也會形成壓降，實取NS=5匝。下面就以該數據作為初始值分別計算其余7個參數。

[步驟16]計算初級匝數NPNP=NS×（10）

將UOR=85V，UO=7.5V，UF1=0.4V，NS=5匝一同代入式（10），計算出NP=53.8匝。實取54匝。

[步驟17]計算反饋繞組匝數NFNF=NS×（11）

將NS=5匝，UFB=10.4V，UF2=0.7V，UO=7.5V，UF1=0.4V代入式（11），計算出NF=7.03匝。實取7匝。

[步驟18]根據初級層數d、骨架寬度b和安全邊距M，計算有效骨架寬度bE（單位是mm）

bE=d(b－2M)（12）

將d=2，b=8.43mm，M=0代入式（12），求得bE=16.86mm。

再計算初級導線的外徑（帶絕緣層）DPMDPM=（13）

將bE=16.86，NP=54匝代入式（13），求得DPM=0.31mm。扣除漆皮后裸導線的內徑DPm=0.26mm。

[步驟19]驗證初級導線的電流密度J是否滿足初級有效值電流IRMS=0.32A之條件J==（14）

將DPm=0.26mm、IRMS=0.32A代入式（14），得到J=6.06A/mm2。電子數據表格中實取6.17A/mm2。

若J>10A/mm2，應選較粗的導線和較大的磁芯骨架，使J<10A/mm2。若J<4A/mm2，應選較細的導線和較小的磁芯骨架，使J>4A/mm2；亦可適當增加NP的匝數。

[步驟20]計算磁芯中的最大磁通密度BMBM=（15）

將IP=0.74A，LP=623μH，NP=54匝，磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2代入式（15），計算出BM=0.2082T。電子數據表中實取0.2085T。

需要指出，若BM>0.3T，則需增加磁芯的橫截面積或增加初級匝數，使BM在0.2～0.3T范圍之內。如BM<0.2T，就應選擇較小的磁芯或減小NP值。

[步驟21]計算磁芯的氣隙寬度δδ=40πSJ（16）

式中δ的單位是mm。將SJ=0.41cm2，NP=54匝，LP=623μH，磁芯不留間隙時的等效電感AL=2.4μH／匝2代入式（16），計算出δ=0.22mm。氣隙δ應加在磁芯的磁路中心處，要求δ≥0.051mm。若δ小于此值，需增大磁芯尺寸或者增加NP值。

[步驟22]計算留有氣隙時磁芯的等效電感ALGALG=（17）

將LP=623μH，NP=54匝，代入式（17），得到ALG=0.214μH／匝2。電子數據表中實取0.215μH／匝2。

需要說明兩點：

（1）ALG值必須在選好NP值以后才能確定。

（2）如上所述，高頻變壓器的設計是一個多次迭

代的過程。例如當NP改變后，NS和NF的值也一定會按一定的比例變化。此外，在改變磁芯尺寸時，需對J、BM、δ等參數重新計算，以確信它們仍在給定的范圍之內。這表明若計算結果與電子數據表格中的數值略有差異，也屬正常現象，因二者迭代過程未必完全一致。

[步驟23]確定次級參數ISP、ISRMS、IRI、DSM

（1）計算次級峰值電流ISP

次級峰值電流取決于初級峰值電流以及初、次級匝數比，有公式ISP=IP×（18）

將IP=0.74A，NP=54匝，NS=5匝代入式（18），得到ISP=7.99A。

（2）計算次級有效值電流ISRMS

次級紋波電流與峰值電流的比例系數KRP與初級完全相同，區別僅是對次級而言，KRP反應的是次級電流在占空比為（1－Dmax）時的比例系數。因此，計算次級有效值電流ISRMS時，須用下面公式：ISRMS=ISP（19）

表6選擇鉗位二極管和阻塞二極管

將ISP=7.99A，Dmax=51％，KRP=0.92代入式（19），求得ISRMS=3.35A。電子表格中的計算結果為3.36A。

（3）計算輸出濾波電容上的紋波電流IRIIRI=（20）

將ISRMS=3.36A，IO=2A代入式（20），求得IRI=2.70A。

最后計算次級裸導線直徑，有公式DSm=·=1.13（21）

將ISRMS=3.36A，J=5.18A／mm2代入式（21），求得DSm=0.91mm。實選?0.900mm的公制線規。需要指出，當DSm>0.4mm時，應采用?0.4mm的兩股導線雙線并繞NS匝。與單股粗導線繞制方法相比，雙線并繞能增大初級繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減小磁場泄漏及漏感。此外，用雙線并繞方式還能減小次級導線的電阻值，降低功率損耗。

若選用三重絕緣線來繞制初級繞組，則導線外徑（單位是mm）的計算公式為：DSM=（22）

將b=8.43mm，M=0，NS=5匝代入式（22），求得DSM=1.69mm。可選導線直徑DSm≥0.91mm而絕緣層外徑DSM≤1.69mm的三重絕緣線。

[步驟24]確定次級整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB

有公式：U（BR）S=UO＋UImax·（23）U（BR）FB=UFB＋UImax·（24）

將UO=7.5V，UFB=10.4V，UImax=375V，NS=5匝，NP=54匝，NF=7匝，分別代入以上兩式，求得U(BR)S=42.2V，U（BR)FB=59V。這與電子表格中給出的結果完全相同。

[步驟25]選擇鉗位二極管和阻塞二極管

見表6。對于低功率的TOP200、TOP201、TOP210型單片開關電源，可選UB=180V的瞬變電壓抑制器。

[步驟26]選擇輸出整流管

輸出整流管宜采用肖特基二極管，此類管子的壓降低、損耗小，能提高電源效率。典型產品有MOTOROLA公司生產的MBR系列。要求管子的最高反向工作電壓URM≥2U（BR）S，〔U（BR）S為整流管實際承受的最大反向峰值電壓〕；其標稱電流IF1≥3IO(IO為最大連續輸出電流)。

肖特基二極管的最高反向工作電壓一般不超過100V，僅適合做低壓、大電流整流用。當UO≥30V時，需用耐壓100V以上的超快恢復二極管來代替肖特基二極管，此時電源效率會略有下降。

[步驟27]利用步驟23得到的IRI，選擇輸出濾波電容COUT

（1）濾波電容在105℃、100kHz時的紋波電流應≥IRI。

（2）要選擇等效串聯電阻很低的電解電容器。等效串聯電阻的英文縮寫為ESR，符號為r0。它表示在電容器的等效電路中，與之相串聯的代表電容器損耗的等效電阻，簡稱串聯損耗電阻。輸出的紋波電壓URI由下式決定：

URI=ISP·r0（25）

式中的ISP由步驟23得到。

（3）為減小大電流輸出時的紋波電流IRI，可將幾只濾波電容并聯使用，以降低電容總的r0值和等效電感L0。

（4）COUT的容量與最大輸出電流IOM有關。例如，當UO=5～24V、IOM=1A時，COUT取330μF/35V；IOM=2A時COUT應取1000μF/35V。

[步驟28～29]當輸出端的紋波電壓超過規定值時，應再增加一級LC濾波器

（1）濾波電感L=2.2μH～4.7μH。當IOM小于

1A時可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠；大電流時須選用磁環繞制而成的扼流圈。

（2）為減小L上的壓降，宜選較大些的濾波電感或增大線徑。通常可取L=3.3μH。

（3）濾波電容C取120μF/35V，要求其r0很小。

[步驟30]選擇反饋電路中的整流管

見表7。表中的URM為整流管最高反向工作電壓，U（BR）FB是由步驟24得到的，要求：

URM≥1.25U（BR）FB（26）

[步驟31]選擇反饋濾波電容

應取0.1μF/50V的陶瓷電容器。

表7選擇反饋電路中的整流管

[步驟32]選擇控制端電容及串聯電阻

控制端電容一般取47μF/10V，普通電解電容即可。與之相串聯的電阻可選6.2Ω/0.25W。在不連續模式下可去掉此電阻。

[步驟33]按從表2中選定的那種反饋電路，選取元器件值。

[步驟34]選擇輸入整流橋

（1）整流橋的反向擊穿電壓UBR應滿足下式要

求：UBR≥1.25Umax（27）

式中的Umax值從第步驟1得到。

（2）設輸入有效值電流為IRMS，整流橋額定的有效值電流為IBR，應當使IBR≥2IRMS。計算IRMS的公式如下：IRMS=（28）

式中：cosφ為開關電源的功率因數，一般為0.5～0.7。若無可信的數據，可選cosφ=0.5。

[步驟35]設計完畢