1引言

隨著電子技術的迅速發展，以及各種微處理器、IC芯片和數字信號處理器的普及應用，使低電壓大電流輸出變換器的研究成為十分重要的課題之一。在低電壓大電流輸出的情況下，使用一般的二極管整流，整流損耗占了變換器總損耗的一半以上，很難達到高效率。使用同步整流技術則可以較大地減少整流損耗，從而提高變換器的效率。

同步整流技術按其驅動信號類型可分為電壓驅動和電流驅動。而電壓驅動的同步整流器按驅動方式又可分為自驅動和外驅動兩種。下面將分別對以上不同的同步整流技術進行分析比較。

2MOSFET模型及損耗分析

使用同步整流技術是為了減少整流損耗，提高效率。不管采用那種同步整流技術，都是通過使用低通態電阻的MOSFET替代輸出側的整流二極管，以最大限度地降低整流損耗。因此必須先討論MOSFET的模型和損耗。MOSFET的模型[1]如圖1所示。

MOSFET的主要損耗為

1）寄生電容充放電所造成的損耗Pc

Pc=2f∫C(v)vdv（1）

式中：f為開關頻率；

C(v)為寄生電容值；

v為加在電容兩端的電壓。

2）MOSFET的導通損耗PRds

PRds=Io2Rds（2）

式中：Io為輸出負載電流；

Rds為通態電阻，Rds=Rcha＋Rd，其中Rcha為MOSFET的導通溝道和表面電荷積累層形成的電阻，Rd是由MOSFET的JFET區和高阻外延層形成的電阻[1]。

由式（1）、式（2）可見，寄生電容造成的損耗與頻率相關，在低頻率時較小，整流損耗主要由導通損耗決定。因此可利用MOSFET的自動均流性將多個

圖1MOSFET模型

（a）自驅動同步整流電路原理圖

（b）變壓器副邊電壓波形

圖2自驅動同步整流技術

（a）電路原理圖

（b）工作波形圖

圖3使用了Active?clamp的自驅動同步整流技術

MOSFET并聯使用，以減少通態電阻，從而減少導通損耗；但在高頻率時，并聯使用MOSFET雖然可以減少導通損耗，但是在通態電阻成倍減少的同時，寄生電容卻成倍地增加，所造成的損耗可能會遠大于減少的導通損耗。因此在使用同步整流技術時，應協調處理這兩種損耗。

3）MOSFET器件存在著寄生二極管，此二極管造成的通態損耗Pd

Pd=IoVd（3）

式中：Vd為寄生二極管導通壓降。

由于寄生二極管的導通壓降Vd一般在1V以上，遠大于MOSFET的導通壓降。因此應盡量避免負載電流流過寄生二極管或盡量縮短流過寄生二極管的時間，以減少不必要的損耗。

3自驅動電壓型同步整流技術

3?1傳統的自驅動同步整流技術

自驅動電壓型同步整流技術是由變換器中的變壓器次級電壓直接驅動相應的MOSFET，如圖2（a）所示。這是一種傳統的同步整流技術，其優點是不需要附加的驅動電路，結構簡單。缺點是兩個MOSFET的驅動電壓時序不夠精確，MOSFET不能在整個周期內代替二極管整流，使得負載電流流經寄生二極管的時間[如圖2（b）中的toff所示]較長，造成了較大的損耗，限制了效率的提高[4]。

3.2應用有源嵌位技術的自驅動同步整流技術

針對自驅動電壓型同步整流器的不足，提出了有源嵌位（Active?clamp）技術[2]，如圖3(a)所示。電容Ca以及控制開關S2的引入，使得兩個MOSFET輪流導通，避免了負載電流流過寄生二極管，從而減少了損耗。在t1至t2時，開關S1導通，由電源向變壓器供電；在t2時刻，S1關斷，變壓器原邊自感電勢反向，并通過S2的寄生二極管向電容Ca充電；到t3時刻，S2導通，變壓器原邊通過S2向Ca繼續充電直到原邊電流為零，然后電容開始向變壓器原邊放電，產生反向電流；在t4時刻，S2關斷，變壓器原邊產生正向電壓以維持電流；到t5時刻，開始下一周期。由圖3（b）可見，變壓器原邊電壓波形中沒有出現如圖2（b）中的toff，從而避免兩MOSFET寄生二極管的導通，減少了整流損耗，較大地提高了效率。

3.3應用諧振技術的同步整流技術

使用方波電壓驅動MOSFET時，由式（1）知MOSFET的寄生電容充放電造成的損耗與fCv2成正比。因此在高頻情況下，如f>1MHz，這一損耗將成為主要的損耗。使用傳統的自驅動同步整流技術[4]，寄生電容引起的損耗將會很大，而使用諧振技術，用正弦波來驅動MOSFET，則可以大大減少整流損耗。使用了諧振技術的一種同步整流電路[1]如圖4所示。由于諧振電容Cs的加入，使得Q1的寄生電容Cgd在整個周期內與Cs并聯：在Q1導通時Cgs與Cs并聯，在Q1關斷時Cds與Cs并聯[1]，Q2也是如此。于是，Q1、Q2所有寄生電容均在一周期內與Cs并聯，即寄生電容被諧振電容Cs“吸

圖6電流驅動同步整流技術

圖7能量恢復電流驅動同步整流技術

低電壓大電流同步整流技術的現狀及發展

圖4諧振同步整流技術

收”了，變壓器次級產生的正弦波能通過Cs和MOSFET（Q1、Q2）的寄生電容，從而減少了同步整流器的損耗。（其中Cgd、Cgs、Cds分別是MOSFET管的門?漏、門?源以及漏?源極之間的寄生電容）。

4外驅動（電壓驅動型）同步整流技術[1]

外驅動同步整流技術中MOSFET的驅動信號需從附加的外驅動電路獲得。為了實現驅動同步，附加驅動電路須由變換器主開關管的驅動信號控制。如圖5所示。為了盡量減少負載電流流過寄生二極管的時間，須使次級中的兩MOSFET能在一周期內均衡地輪流導通，即兩個MOSFET的驅動信號的占空比為50％的互補驅動波形。外驅動電路可以提供精確的時序，以達到上述要求。但為了避免兩MOSFET同時導通而引起的次級短路現象，應留有一定的死區時間。雖然外驅動同步整流比起傳統的自驅動同步整流具有較高的效率，但它卻要求附加復雜的驅動電路，而且會帶來驅動損耗。特別在開關頻率較高時，驅動電路的復雜程度和成本都較高，因此外驅動同步整流技術并不適用于開關頻率很高的變換器。

5電流驅動同步整流技術

電流驅動同步整流是通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅動信號[3]，如圖6所示。MOSFET在流過正向電流時導通，在電流為零時關斷，使反向電流不能流過MOSFET[7]。整流器就和二極管一樣只能單向導通，于是它的使用就像二極管整流器一樣，可應用在各類變換器拓撲電路中，而不像電壓驅動型同步整流技術，對不同的變換器拓撲需要不同的驅動電路或結構。因此電流驅動同步整流器是十分有發展前景的。但是，電流驅動同步整流技術中由檢測電流而造成的功率損耗很大，影響了它的應用。

為了解決檢測電流所引起的高損耗問題，提出了如圖7所示電路[7]。該電路將電流檢測的損耗部分能量送到輸出端，使得電流檢測損耗的能量得到一定的減少，從而較大地提高了效率[7]，為電流驅動同步整流技術得到廣泛的應用奠定了基礎。

6使用同步整流技術的一些問題

同步整流技術的基礎是應用MOSFET替代二極管整流器，但MOSFET如用為開關時具有雙向導通的特性[5]。這一特性使得含有同步整流技術的變換器的使用產生了下述問題。

1）具有同步整流技術的變換器的并聯運行問題

同步整流技術一般應用在低電壓大電流（一般要達到幾十安培甚至上百安培）情況下，因而往往將多個具有同步整流技術的變換器并聯使用。但具有同步整流技術的變換器在并聯使用時遇到了如下問題。

——反向電流問題

當并聯的兩個變換器的輸出電壓不同，且差值達到一定值時，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓較高的變換器就需要既提供負載電流又為輸出電壓低的變換器供電，從而加大了輸出電壓高的變換器的負荷[5]，結果便沒有達到并聯變換器增大負載電流的目的。

圖5外驅動同步整流技術

圖8輸出電壓低的變換器等效電路圖

——自振蕩問題

當并聯的變換器輸出電壓不同，且相差很大時，電壓小的變換器的PWM信號的占空比被電壓反饋控制器置零,電壓大的變換器相當于一個DC電源向電壓小的變換器供電，此時電壓小的變換器等效電路如圖8所示。圖中虛線框內部分與一個交叉耦合振蕩器結構相當，于是在這個變換器中發生自振蕩現象[5][6]。這樣的自振蕩會在MOSFET中產生電壓應力，使MOSFET性能降低，并且會給其它與其并聯的變換器輸出帶來諧波干擾[5]。

2）輕載問題

在輕載條件下，使用傳統的二極管整流器的變換器會進入電流不連續工作模式（DCM），但對于使用了同步整流技術的變換器，由于MOSFET的雙向導通性，使得負載電流繼續反向流過輸出電感，并形成環路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實現高效率。

上述問題都是對應用電壓驅動同步整流技術的變換器而言的，因而應用了電壓驅動同步整流技術的變換器在并聯使用時較復雜，需要使用各種較復雜的附加電路來控制，以避免MOSFET反向導通，并要面對輕載時的低效率問題。具有電流驅動同步整流技術的變換器，由于電流驅動同步整流是單向導通的，因此不會出現上述問題。只要適當調節各變換器的參數，就可以很方便地并聯使用了。

7結語

在各種同步整流技術中，自驅動電壓型同步整流技術的驅動方式最簡單，利用其它技術（如諧振技術，有源嵌位等）完善后也能達到很好的效果，并可在各種高低頻情況下使用，可見通過繼續開發和利用新技術來完善的自驅動同步整流技術將很有競爭力。外驅動電壓型同步整流技術在提高效率方面效果較好，但驅動復雜，成本較高，且不適于高頻應用，缺乏吸引力。電流驅動同步整流技術驅動的復雜程度介于前兩者之間，應用在各種變換器拓撲中也十分方便，而且在變換器并聯使用時不會出現反向導通現象，它將是今后同步整流技術發展的新方向。

同步整流技術在近十年來有了很大的發展，許多早年提出的拓撲都有了較大改善和提高，特別是諧振技術在自驅動同步整流中的應用和電流驅動同步整流技術的完善，使得同步整流技術在應用的頻率范圍、拓撲電路的種類以及變換器并聯使用等方面有了很大改善。可以說，同步整流技術必將會更具有生命力和吸引力，并向頻率更高、驅動更簡易、性能更優越的方向發展。

參考文獻

[1]WojciechA.Tabisz,FredC.LeeandDanY.Chen.AMosfet

ResonantSynchronousRectifierforHigh?frequencyDC/DCConverters[C].IEEEPESC′1990Record:769－778.

[2]HidekazuTANAKA,TamotsuMINOMIYA,YoshiharuOKABE,

ToshiyukiZAITSU.EfficiencyImprovementofSynchronousRectifierinaZVS?PWMConrtolledSeries?resonantConverterwithActiveClamp[C].IEEEAPEC′2000Record:679－685.

[3]BrianAchker,ChariesR.Sullivan,SethR.Sanders.

Current?controlledSynchronousRectification[C].IEEEAPEC′1994Record:185－191.

[4]J.ACobos,J.Sebastian,J.Uceda,E.delaCruzandJ.M.Gras.

StudyoftheApplicabilityofSelf?drivenSynchronousRectificationofResonantTopolgie[C].IEEEAPEC′1992Record:933－940.

[5]TeruhikoKOHAMA,TamotsuNINOMIYA,Masahito

SHOYAMA.AbnormalPhenomenaCausedbySynchronous

RectifersinParallel?moduleDC－DCConverterSystem[C].

IEEEAPEC′1998Record:1230－1236.

[6]D.K.WCheng,X.C.LiuandY.S.Lee.ParallelOperation

ofDC－DCConverterswithSynchronousRectifiers[C].

IEEEAPEC′1998Record:1225－1229.

[7]N.K.Poon,XuefeiXie,C.P.Liu,M.H.Pong.Synchronous

RectificationinPowerModulesDesign[C].ProceedingsoftheFourthHongKongIEEEWorkshoponSwitchModePowerSupplies:56－63,November2000.