新型充電泵高功率因數電子鎮流器

摘要：介紹一種新型充電泵高功率因數電子鎮流器的工作原理、電路設計方法及控制方法，實驗結果表明該電子鎮流器具有恒功率輸出、高功率因數及低波峰系數的優良特性。

關鍵詞：電子鎮流器；諧振；頻率控制；功率因數校正

1引言

電子鎮流器與電感式鎮流器相比具有工作電壓范圍寬、重量輕、無噪音、功率因數高、功耗低及發光效率高等優點，因而受到廣泛的歡迎。但目前國內使用的電子鎮流器在性能方面還有待進一步提高。比如，如何進一步提高功率因數，降低輸入端電流的總諧波含量，在寬工作電壓范圍內如何保持恒定的燈功率，如何降低燈電流波峰系數，延長燈管使用壽命。本文介紹的這種新型電子鎮流器在這些方面取得了新的進展，并具有電路結構簡單、成本低的優點，達到較高的技術水平。

2充電泵電子鎮流器主電路工作原理

這種新型充電泵高功率因數電子鎮流器主電路如圖1所示。圖中Vi為工頻交流輸入電壓,Lf、Cf為高頻濾波元件。穩態工作時，由于充電泵的作用，Cb兩端直流電壓高于全波整流電壓的峰值。又由于Lx的作用，使流過Lx的電流在每一開關周期中都是連續的。正常工作時，日光燈可用一電阻RL表示。LrCr構成燈諧振支路，Cd相對于Cr、Cin容量較大起隔直作用。S1、S2均為雙向開關。由于開關頻率遠遠高于工頻電源頻率，可以認為在一個開關周期內|Vi|為一恒定值。并且Cd可以認為短路?？紤]到在一個開關周期內Cb中電壓波動較小，分析時可用一恒壓源VB代替。一個開關周期可分為四個工作階段，主要工作波形如圖2所示，各階段等效電路如圖3所示，各電流正方向如圖3所示，流過Dy的電流為iy,m點的電位為Vm。

階段1[t0～t1][圖3（a）]在t0以前，S1關斷，S2導通，Dy導通，Vcin=0，Cin無儲能，ix>ir,隨著ir的上升，iy減小。在t0時刻，iy=0,Dy自然關斷，ix=ir。在t0以后，ir按正弦規律上升，ir>ix,ir與ix的差值電流對Cin充電，Vcin上升。隨Vcin上升，Vm下降，Lx兩端電壓增加，導致ix上升。在t1時刻ix=ir，Vcin達最大，此時關斷S2，進入下一工作階段。

階段2[t1～t2][圖3（b）]在t1時刻S2被關斷，

圖1新型電子鎮流器主電路

新型充電泵高功率因數電子鎮流器

圖2主要工作波形

ir流經S1體二極管。在t1后，ix>ir，ix與ir的差值電流使電容Cin放電，Vcin下降，ir從正向下降到零。在ir流經S1體二極管期間開通S1管，則S1具有零電壓和零電流開通特性。隨著Vcin下降，Vm上升，Lx兩端電壓下降，ix上升緩慢，ir經零點反向后，流經S1管，當Cin放電完畢，二極管Dy導通，ix與ir都流過Dy，Vm=VB，進入下一工作階段。

階段3[t2～t3][圖3(c)]在t2時刻，二極管Dy導通，Vm=VB，Lx兩端電壓小于零，所以ix減小，ir為反向振蕩波形，在t3時關斷S1。

階段4[t3～t4][圖3(d)]在t3時刻關斷S1，ir負電流經S2體二極管。隨著ir負向衰減到零，ir正向通過S2。當ir增大到與ix相等時，流經Dy電流為零，Dy自然關斷。若在S2體二極管導通時開通S2管，則S2具有零電壓零電流開通特性。這一階段工作結束后，又回到階段1。

穩態工作時，ix在一個開關周期內的平均值為ixav，在對每一工作階段列出狀態方程并求解之后[1]，可計算出ixavixav=(ixdt)/Ts

=2|Vi|/(Z0ω0Ts)＋〔2Irω0cos(ωst0)/(ωs＋ω0)－

2VB/(Z0ω0Ts)＋P0/Vi,p〕(1)式中：ω0=1/；Z0=；

Ts=1/fs為開關周期；

ωs=2πfs；

P0為輸出功率；

Vi,p為交流輸入電壓的峰值；

Ir為ir幅值。

當滿足下列條件時Ir=(－)(2)

輸入電流與輸入電壓同相，且為正弦型，即

ixav=2|Vi|/(Z0ω0Ts)

3主電路參數設計

設燈功率P0，燈電壓有效值V0，燈電阻RL，額定

(b)t1～t2

(c)t2～t3

(d)t3～t4

圖3各工作階段等效電路

(a)t0～t1

圖4控制原理圖

工作頻率fs，預設定工作效率η，額定輸入電壓Vi。

3?1Lx和Cin的設計

在滿足式（2）條件時，瞬時輸入功率

Pi(t)=Viixav=2|Vi(t)|2/(Z0ω0Ts)

在一個工頻周期內的平均輸入功率為

Pi=fsVi,p2/(ω0Z0)

因為P0=ηPi=ηfsVi,p2/(ω0Z0)

則Cin=P0/(ηfsVi,p2)（3）

如果ω0≈（2/3）ωs時，能較好實現功率因數校正[1]

則Lx=9ηVi,p2/(16π2fsP0)（4）

3?2Lr和Cr的設計

在一個開關周期內，Lr、Cr、RL支路的激勵電壓近似為方波，為簡化計算只考慮基波成份，則燈負載RL兩端電壓有效值為

V0=（5）式中：ωp=；

RL=V02/P0。

穩態工作時，VB大于Vi,p，當Vi變化時，VB值也在變，VBmax受電解電容耐壓的限制，一般選VB=(1.1～1.2)Vi,p由LrCrRL支路可知，ir高頻正弦電流的幅值為Ir=·

由約束條件式（2）可知ir的幅值表達式為Ir=(－)

因此有·=(－)(6)

因為Z0ω0=1/Cin，把Cin的計算式（3）代入式（6）。同時考慮到前面的約定，ω0≈(2/3)ωs，取VB=1.2Vi,p，RL=V02/P0，η取為85％，并令a=ωst0，則式（6）可簡化為Cr=（7）

在額定的輸入電壓和工作頻率下，對于某一負載P0，其V0也是一定的，所以式（7）表示Cr隨a的變化特性，表1給出a變化時Cr的取值情況，此表是在fs=42kHz，Vi=220V（即Vi,p=310V），P0=40W(V0=106V)時得出的。

表1Cr隨a變化時的取值情況α/°6768707274767880
Cr/nF3.45.79.312.4162024.931.5
根據電路工作原理，Cr值不宜選太大，否則Cr中高頻電流較大，造成ir電流加大，必然使功率管電流加大，損耗也就加大。Cr選定后，根據式（5）中ωp=可計算出Lr值。

由以上方法計算出的參數還需要在實踐中作出進一步調整，以使輸入端功率因數和燈電流波峰系數都得到比較滿意的結果。

4控制電路原理簡介

為了達到減小燈電流波峰系數和輸出恒功率的目的，在控制電路中采用了燈電流反饋及調頻的控制方法，原理圖如圖4所示。

4?1控制與調節過程

電流互感器CT檢測出燈電流信號，通過D1、C1、R2對取樣信號進行包絡檢波，去除高頻成分后，再送到積分誤差放大器A1的反相端與基準信號Vref比較。若由于某種原因，使燈電流加大，誤差放大器A1的反相端信號加大，A1輸出端輸出電平減低，經反向放大后，輸出電平加大，使壓控振蕩器VCO輸出頻率提高，Lr感抗增加，燈電流下降。通過此調節過程，保持了燈電流的平穩，使燈電流的波峰系數下降，同時也實現了恒功率輸出的目的。

4?2起動過程

起動電路由D2、D3、C3、R5構成，開機時，由于燈電流為零，經取樣后A1反向端為低電平，A2輸出端也為低電平。開機瞬間，C3兩端電壓為零，D2截止，D3導通，VCO輸入為高電平，VCO輸出頻率較

圖5仿真波形

(a)輸入端電流與電壓波形

電壓：80V/div電流：0.1A/div橫軸：5ms/div

(b)燈電流波形縱軸：0.2A/div橫軸：5ms/div

(c)功率管漏極電流波形縱軸：0.2A/div橫軸：10μs/div

圖6實驗波形

高，使LrCr支路失諧，隨著C3被Vcc充電，VCO輸入電壓從Vcc值逐漸下降，VCO輸入頻率也隨著下降。由于LrCr支路處于失諧狀態，燈管兩端電壓達不到開啟電平使燈點亮，而是給燈絲預熱，當VCO輸出頻率下降到使燈被點燃時，燈電流加大，取樣信號也加大，經積分誤差反相放大后，使D2導通，D3截止，起動過程結束。

4?3調光

由于采用了電流閉環控制系統，積分誤差放大器的基準實際上是電流基準，它決定了穩態燈電流的大小，當調節這個基準信號時，會改變燈功率，實現調光。

本控制電路的輔助電源是用Lx電感的高頻能量一部分經整流穩壓后提供的。

5仿真和實驗結果

已知燈參數，P0=40W，V0=106V[2]，開關頻率設定為42kHz，取η=85％，Vi=220V，根據以上設計方法計算出下列參數：Cin=12nF，Lx=2.8mH，選Cr=10nF，計算得Lr=1.7mH

主電路仿真波形如圖5所示。圖中V(10)－V(6)為Vcin波形，I(dy)為流過二極管Dy的電流波形，I(rel)為功率管漏極電流波形，I(Lx)為電網入端電流波形，運用pspice中的付里葉分析，輸入端電流總諧波失真為8.51％。

實驗波形如圖6所示。圖中輸入端電流與輸入端電壓同相且非常接近正弦，達到了高功率因數的目的。而燈電流波形包絡比較平坦，達到了較低波峰系數。由于功率開關S1、S2具有軟開關開通特性，并且功率管峰值電流小，所以電路效率較高，實驗中功率器件無需散熱器且溫升很低。

6結語

通過分析、仿真與實驗證實此電路具有高功率因數、恒功率、低波峰系數、高效率的優點，并且成本低。該電路可工作于較大功率，如雙燈電路，但是，在調試中也發現，該電路參數相互影響較大，參數調節比較復雜。

參考文獻

[1]JinrongQian,F.CLee.ChargePumpPower?Factor?Correction

TechnologiesPartⅡ[J].IEEETrans.OnPowerElectronics,2000,15(1):129－139.